毕业设计（论文）三路输出的开关电源系统设计

1 概述概述.11.1 开关电源的基本原理.11.2 开关电源与线性电源的比较.21.3 开关电源的发展与应用.21.4 开关电源当前存在的问题 .32 整流电路的设计整流电路的设计.52.1 整流电路的选择.52.1.1单相半波整流电路.62.1.2单相桥式整流电路.72.2 防止电流冲击的设计 .72.3 参数计算以及元器件的选型 .82.3.1整流管参数计算.92.3.2 变压器参数.92.3.3 电容参数计算.103 DC/DC 变换器的设计变换器的设计.113.1 控制方式的选择.113.2 功率转换电路的选择 .123.2.1 推挽式功率转换电路.123.2.2 全桥式功率转换电路.133.2.3 半桥式功率转换电路.133.2.4 正向激励功率转换电路.143.2.5 反向激励功率转换电路.153.3 单端正激变换器的设计.153.3.1工作原理.163.3.2能量再生线圈P2的工作原理.173.3.3 多路输出的设计.173.3.4 变压器设计.173.3.5电感的参数计算.193.3.6 二极管和电容器的选择.213.3.7 开关管的选择.214 4 控制电路的设计控制电路的设计.224.1 控制模式的选择.224.1.1电压模式控制.224.1.2平均电流模式控制.234.1.3 峰值电流模式控制.244.1.4滞环电流模式控制.254.1.5相加模式控制.264.2 开关电源集成控制器 .264.2.1 GWl524的特点.274.2.2 1524 的极限使用值和主要电性能.274.2.3 GW1524的内部结构.274.2.4 GW1524工作过程.304.3 电压检测电路.314.4 电流检测电路.324.4.1电阻检测.324.4.2电流互感器检测.334.5 启动和集成电路供电电路设计 .344.6 保护电路的设计 .355 结论及设想结论及设想.37致谢致谢.38参考文献参考文献.39附录附录 1：开关电源原理图：开关电源原理图.40附录附录 2：元器件清单：元器件清单.41摘摘 要要本文设计了一个三路输出的开关电源系统,首先将开关电源与线性电源进行对比，总结了开关电源的优点,并对其当前的发展以及在发展中存在的问题进行了描述，然后在对开关电源的整体结构进行了介绍的基础上，对开关电源的主回路和控制回路进行设计：在主回路中整流电路采用单相桥式、功率转换电路采用单端正激功率转换电路、采用增加副边绕组的方法实现多路输出，其中功率转换电路（DC/DC 变换器）是开关电源的核心部分，对此部分进行了重点设计；控制电路采用 PWM 控制，控制器采用开关电源集成控制器 GW1524、设计了过压保护电路、电压检测电路和电流检测电路，对各个部分的参数进行了计算并进行了元器件的选型。【关键词关键词】DC/DC 变换器、PWM 控制、整流、滤波。AbstractIn this paper,I designed a switch power supply system with three outputs: Compare the switch power with linear power at first , has summarized the advantage of the switch power ,have described its present development and there are natural questions in development. On the basis of the thing that the whole structure to the switch power has made an introduction, to the main return circuit and controlling the return circuit to design of the switch power: The rectification circuit adopts the single-phase bridge type in the main return circuit, the power changes the circuit and adopts and defies the power to change the circuit , realize by increasing the winding of one pair of sides single and well that many ways are exported, it is a key part of the switch power supply that the power changes circuit (DC/DC transformer ), have designed this part especially ; The control circuit adopts PWM to control, the controller adopts the switch power integrated controller GW1524, design the circuit to measure voltage and the circuit to el measure ectric current, selecting type of calculating and carrying on the components and parts the parameter of each part. Keyword ：DC/DC transformer , PWM control , rectification , straining waves. 目目 录录1 概述概述11.1 开关电源的基本原理11.2 开关电源与线性电源的比较21.3 开关电源的发展与应用21.4 开关电源当前存在的问题32 整流电路的设计整流电路的设计 52.1 整流电路的选择52.1.1单相半波整流电路62.1.2单相桥式整流电路72.2 防止电流冲击的设计72.3 参数计算以及元器件的选型82.3.1整流管参数计算92.3.2 变压器参数92.3.3 电容参数计算103 DC/DC 变换器的设计变换器的设计 113.1 控制方式的选择113.2 功率转换电路的选择123.2.1 推挽式功率转换电路123.2.2 全桥式功率转换电路133.2.3 半桥式功率转换电路133.2.4 正向激励功率转换电路143.2.5 反向激励功率转换电路153.3 单端正激变换器的设计153.3.1工作原理163.3.2能量再生线圈P2的工作原理173.3.3 多路输出的设计173.3.4 变压器设计173.3.5电感的参数计算193.3.6 二极管和电容器的选择213.3.7 开关管的选择214 控制电路的设计控制电路的设计 234.1 控制模式的选择234.1.1电压模式控制234.1.2平均电流模式控制244.1.3 峰值电流模式控制254.1.4滞环电流模式控制264.1.5相加模式控制274.2 开关电源集成控制器274.2.1 GWl524的特点284.2.2 1524 的极限使用值和主要电性能284.2.3 GW1524的内部结构284.2.4 GW1524工作过程314.3 电压检测电路324.4 电流检测电路334.4.1电阻检测334.4.2电流互感器检测344.5 启动和集成电路供电电路设计354.6 保护电路的设计365 结论及设想结论及设想 38致谢致谢39参考文献参考文献 40附录附录 1：开关电源原理图：开关电源原理图41附录附录 2：元器件清单：元器件清单421 1 概述概述电子设备都离不开可靠的电源，进入 80 年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入 90 年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。1.11.1 开关电源的基本原理开关电源的基本原理开关电源就是采用功率半导体器件作为开关元件，通过周期性通断开关，控制开关元件的占空比调整输出电压，开关电源的基本构成如图1-1 所示，DC-DC 变换器是进行功率变换的器件，是开关电源的核心部件，此外还有启动电路、过流与过压保护电路、噪声滤波器等组成部分。反馈回路检测其输出电压，并与基准电压比较，其误差通过误差放大器进行放大，控制脉宽调制电路，再经过驱动电路控制半导体开关的通断时间，从而调整输出电压。其结构图如图 1-1 所示。V1 V0 图 1-1 开关电源结构图DC/DC 变换器驱动器PWM比较放大取样参考电压1.21.2 开关电源与线性电源的比较开关电源与线性电源的比较线性电源的原理图如图 1-2 所示：是先将交流电经过变压器变压，再经过整流电路整流滤波得到未稳定的直流电压，要达到高精度的直流电压，必须经过电压反馈调整输出电压。它的缺点是需要庞大而笨重的变压器，所需的滤波电容的体积和重量也相当大，而且电压反馈电路是工作在线性状态，调整管上有一定的电压降，在输出较大工作电流时，致使调整管的功耗太大，转换效率低，还要安装很大的散热片。这种电源不适合计算机等设备的需要，将逐步被开关电源所取代。图 1-2 线性电源的原理图开关电源的原理图如图 1-3 所示：是将交流电先整流成直流电，在将直流逆变成交流电，在整流输出成所需要的直流电压。图 1-3 开关电源的原理图开关电源和线性电源相比，具有以下优点：体积小、重量轻（体积和重量只有线性电源的 30%） 、效率高（一般为 70%而线性电源只有 40%） 、自身抗干扰性强、输出电压范围宽、模块化等优点。但也存在一些缺点：由于逆变电路中会产生高频电压，对周围设备有一定的干扰，需要良好的屏蔽及接地。1.31.3 开关电源的发展与应用开关电源的发展与应用当前,开关电源新技术产品正在向以下“四化”的方向发展:应用技术的高频化;硬件结构的模块化;软件控制的数字化;产品性能的绿色化。由此,新一代开关电源产品的技术含量大大提高,使之更加可靠、成熟、经济、实用。开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。近年,有些公司把开关器件的驱动保护电路也装到功率模块中去,构成了“智能化”功率模块(IPM),这样缩小了整机的体积,方便了整机设计和制造。为了提高系统的可靠性,有些制造商开发了“用户专用”功率模块(ASPM),它把一台整机的几乎所有硬件都以芯片的形式安装到一个模块中,使元器件间不再有传统的引线相连,这样的模块经过严格、合理的、热、电、机械方面的设计,达到优化完善的境地。 开关电源是一种采用开关方式控制的直流稳定电源,它以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备等几乎所有的电子设备,是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。而当我们把开关电源的研究扩大到可调高电压、大电流时,以及将研究新技术应用于 DC/AC 变换器,即开拓了大功率应用领域,又使开关电源的应用范围扩大到了从发电厂设备至家用电器的所有应用电力、电子技术的电气工程领域。作为节能、节材、自动化、智能化、机电一体化的基础的开关电源,它的产品展现了广阔的市场前景。例如,发电厂的贮能发电设备、直流输电系统、动态无功补偿、机车牵引、交直流电机传动、不停电电源、汽车电子化、开关电源、中高频感应加热设备以及电视、通讯、办公自动化设备等。1.41.4 开关电源当前存在的问题开关电源当前存在的问题当我们对该技术进行深入研究后却发现它仍然存在着一些问题需要解决，而且有的问题还带有全局性：采用定频调宽的控制方式来设计电源，都以输出功率最大时所需的续流时间为依据来预留开关截止时间的，则负载所需的功率小于电源的最大输出功率时就必然造成了工作电流的不连续；“反峰电压”是开关导通期间存入高频变压器的励磁能量在开关关断时的一种表现，而励磁能量只能在、也必须在开关关断后的截止期间处理掉，既能高效处理励磁能量又能有效限制反峰电压的办法是存在的，那就是要及时地为励磁能量提供一个“低阻抗通道” ，并且为励磁能量的通过提供一段时间，但 “单调”控制方法不具备这一条件；高频变压器的磁通复位问题；传统的电流取样方法是在功率回路中串联电阻，效率不高，这个问题向来是电源技术，尤其是以小体积、高功率密度见长的开关电源技术发展的“瓶颈” ；高频开关电源的并联同步输出问题。以上的问题看似彼此独立，其实它们之间存在着一定的关联性解决这些问题，也许还是一条艰难而漫长的路。 2 2 整流电路的设计整流电路的设计整流是将交流电变成脉动直流电的过程。电源变压器输出的交流电经整流电路得到一个大小变化但方向不变的脉动直流电。整流电路是由具有单向导电性的元件例如二极管、晶间管等整流元件组成的。2.12.1 整流电路的选择整流电路的选择单相整流电路有两种：电容输入型电路和扼流圈输入型电路电容输入型的基本电路如图 2-1：（a）为半波整流电路（b）为中间抽头的全波整流电路（c）桥式整流电路（d）倍压整流电路。1234BRIDGE11234BRIDGE11234BRIDGE11234BRIDGE1RRRCCCCSSCRRH(a)(b)(c)(d)图 2-1 电容输入型的基本电路图 2-2 为扼流圈输入型基本电路，用于负载电流 I0较大的电路，扼流圈 L 的作用是抑制尖峰电流。两种基本电路的比较如下：(1)开关电源多采用脉宽调制方式，空载时开关晶体管的导通时间非常短。其导通时间随开关电源的设计方法不同而异，也有采用控制开关晶体管电路的延时进行的间歇开关工作，这时，若采用扼流圈输入型整流电路，接近空载时，扼流固变为临界值，逆流电路由扼梳阂输入型变为业为电容输入型。为此，从满载到空载变动时，整流输出电压变动较大，空载时有可能进入间歇开关领域。(2)开关电源的特点是效率高而体积小，若使用扼流圈时，为提高负载调整率需要接入扼流圈以及阻尼电阻。(3) 扼流圈可能与次级侧滤波回路产生谐振。因此，开关电源的输入整流电路采用电容输入型。图 2-2 扼流圈输入型基本电路2.1.1 单相半波整流电路单相半波整流电路是最简单的整流电路如图 2-3，仅利用一个二极管来实现整流功能。单相半波整流电路的输出电压平均值为：（为变压器副边输出电2U压的有效值）20045. 02)(sin221UUttUUTrTRANS1DBRLA50HZU0220V图 2-3 单相半波整流电路2.1.2 单相桥式整流电路单相半波整流电路的缺点是只利用了电源的半个周期，输出电流较小，同时整流电压的脉动较大。全波整流电路可以克服这些缺点，其中最常用的是单相桥式整流电路，它是由四个二极管接成电桥的形式构成的。可以看到，四个二极管分为两组，正负半周轮流导通，但负载上电流方向不变，此即为全波整流。图 2-4 单相桥式整流电路单相桥式整流电压的平均值为：（为变压器副边输出209 . 0 UU 2U电压的有效值）,比半波整流输出电压高。因此，整流电路选用单相桥式整流电路。2.22.2 防止电流冲击的设计防止电流冲击的设计开关电源输入大多为电容输入型，当电源刚接通时，就会有非常大的对电容充电的冲击电流。例如，线路阻抗若为 0.5 输入交流 100V 电压，若在其峰值时开关接通，则冲击电流就达 282A 。如此大的冲击电流可能会损坏输入保险丝、整流二极管和电容等。防止冲击电流的最简单方法是在线路个接入一只电阻。如图 2-5(a)所示，但平常电阻有损耗，这种方法适用小功率开关电源 图 2-5(b)和(c)也是采用电阻。但与电阻并联一只开关(继电器触点和晶闸管)，电源接通时，开关断开，电阻防止冲击电流，正常工作时，与电阻并联的开关接通。把电阻短路，减小了电阻损耗。这种方法适用于中等容量的开关电源。图 2-5(d)是采用热敏电阻的方法、热敏电阻 RH的阻值随温度增加而减小，防止了冲击电流，平时损耗又小。本设计欲采用串热敏电阻的方法。图 2-5 防止电流冲击的方法 本设计的整流电路如图 2-6：1234BRIDGE1Tr1TRANS1RVFUSE1+C1LED1LED2R1R2220VRH图 2-6 整流电路图2.32.3 参数计算以及元器件的选型参数计算以及元器件的选型由于开关电源系统三路输出分别为：15V，4A；12V，3A；5V，2A，则输出功率WP106253124150如果考虑变压器的效率 80%，则整流电路的输出功率应为：WPP5 .132%80/0则可以设定整流电路输入电压，输出电压 100V、电流 1.5A。VU22012.3.1 整流管参数计算整流输出电压为 Vs=100V，则变压器次级电压：VVUS1 .1119 . 01009 . 02考虑到变压器二次侧及管子的压降，变压器二次侧电压大约需要提高 10%，则：VVU2 .1221 . 11 .1112二极管的最大反向电压：VVURM8 .1722 .1222二极管平均电流：mAIID750210可选用 1N4003/A（代用型号 ZCI11B）整流二极管，最高反向工作电压为 200V,额定工作电流为 1A。 2.3.2 变压器参数则变压器变比为：5:92 .122220N变压器二次侧电流有效值：AII67. 19 . 05 . 19 . 002变压器的容量为：VAAVIU67.20367. 12 .12222如果考虑变压器的效率 =80%则VAVAIU6 .2548 . 0/67.203112.3.3 电容参数计算整流电路负载 RL=U0/I0=100V/1.5A=66.7 在工程中，一般取STCRL05. 02501525由于7 .66LR 则FC63107501075. 07 .66/05. 0选用、耐压为 150V 的极性电解电容。FC10003 3 DC/DCDC/DC 变换器的设计变换器的设计 DC/DC 变换器进行功率变换，是采用功率半导体器件作为开关元件，通过周期性通断开关，控制开关元件的占空比来调整输出电压，将固定的直流电压变换成可变的直流电压，也称为直流斩波，它是开关电源的核心部分，开关电源 DC/DC 变换器有多种电路方式，常有的有工作波形为方波的脉宽调制（PWM）变换器以及工作波形为正弦波的谐振变换器。基本工作原理如图 3-1 所示。图 3-1 DC/DC 变换器的基本原理图它是一种控制开关 S 通/断时间的比例，用电抗器与电容器蓄积能量的元件。对续流的波形进行平滑处理，从而更有效地调整功率流的电路。斩波器的工作方式有两种，一是脉宽调制方式 TS不变，改变 ton（通用） ，二是频率调制方式，ton不变，改变 TS（易产生干扰） 。DC/DC 变换器按输入输出的隔离方式分有隔离方式与非隔离方式；按开关的控制方式分有自励式和它励式，以及脉宽调制、脉频调制与幅度调制等多种方式。3.13.1 控制方式的选择控制方式的选择对于 TRC 变换器，有两种工作方式：一种是保持开关工作周期不变，控制开关导通时间 Ton冲宽度调制（PWM）方式，二是保持导通时间 Ton，改变开关工作周期 T 的脉冲频率调制方式（PFM） 。脉冲宽度调制（PWM）变换器就是通过重复通断开关方式把一种直流电压（电流）变换为高频方波电压（电流） ，再经过整流平滑后变为另一种直流电压输出。PWM 变换器由功率开关管、整流二极管及滤波电路等元件组成。对 PWM 变换器，加在开关管 S 两端的电压 us通过 S 的电流 is近似为方波，如图 3-3 所示图 3-2 PWM 变换器的工作波形占空比 D 定义为： offonononTTTTTD（31）3.23.2 功率转换电路的选择功率转换电路的选择PWM 型稳压电源功率转换电路有挽推、全桥、半桥以及单端反激、单端正激等。3.2.1 推挽式功率转换电路控制开关晶体管 VT1和 VT2的基极，VT1和 VT2以 PWM 方式激励而交替通晰，将输入直流电压变换成高频方波交流电压。当 VT1导通时，输入电源电压 VI通过 VT1加到高频变压器 T1的初级绕组 Nl，由于 T1具有两个匝数相等主绕组 N1故在 VT1导通时，在截止晶体管 VT2上将加有两倍的电源电压 2VI。当基极激励信号消失时，一对开关晶体管均截止，其集电极施加电压均均为 2VI。当下半个周期，VT2激励导通，VT1截止，基极激励信号消失，一对开关晶体管又都均截止，VCE1和 VCE2均为 VI。下一个周期五复上述过程。在品体管导通过程中，集电极电流除负载电流成分外，还包含有输出电容器的充电电流和高频变压器的励磁电流，它们均随导通脉冲宽度的增加而线性上升。在开关的暂态过程中，由于高频变压器次级侧开关整流二极管反向恢复时间内所造成的短路以及为了抑制集电极电压尖峰而设置的 RC 吸收网络的作用，当开关管导通时，将会有尖峰冲击电流；在关断瞬间，由于高频变压器漏感的作用，在集电极会产生电压尖峰。推挽式转换电路的输出电压 V02NDVI，式中，N 为变压器的匝比，D 为晶体管的占空比，其优点是：转换效率高；经济实用；变压器的利用率高；输入输出间隔离；晶体管加相同电压，控制电路直接对其激励，不需要驱动变压器。不足之处是：需要一对开关晶体管；晶体管的耐压需要是输入电压的 2 倍；直流分量加到变压器上，使其磁心易饱和。3.2.2 全桥式功率转换电路工作原理是：当一组开关晶体管（例如 VT1、VT4）)寻通时，截止晶体管(VT2、VT3)上加的电压即为输入电压 VI。当所有的晶体管截止时，同臂上的两只开关晶体管共同承受输入电压即 VI/2。由高频变压器漏感引起的电压尖峰，当其超过输入电压时，反向并接在开关晶体管的集射之间的告诉续流二极管便导通，集电极电压被钳位在输入电压上。由此可见，全桥式电路开关晶体管稳态时其最高加的电压即为输入电压，暂态过程的尖峰电压亦被钳位在 VI，比推挽式电路低一半，晶体管可选用耐压低的元件；而且，钳位二极管将漏感储能量馈送给输入电源，有利于提高效率，并可获得大功率输出，可大于 750W。缺点是：使用 4 只开关晶体管，需要 4 组彼此隔离的基极驱动电路，电路复杂，元器件多。3.2.3 半桥式功率转换电路工作原理简介如下：当一对开关晶体管管截止时，若电容 C01和 C02的容量相等而且电路对称，则电容中点 A 的电压为输入电压的半，即为 VC01=VC02=VI/2。当 VT1被激励导通时，电容 C01将通过 VT1，和变压器 T1的初级绕组 N1放电，同时，电容 C02则通过输入电源、VT1和 VI的初级绕组 Nl充电、中点 A 的电位在充放电过程中将按指数规律下降。在 VTl导通终了时，VA将下降至 VI/2VI；接着是一对晶体管都截止的期间，此时，VCE1=VC01，VCE2=VC02都接近输入电源电压的一半；当VT2激励导通时，电容 C01将被充电，电容 C02将放电，中点 A 电位在VT2导通终了时将增至 VI/2+VI，即中点 A 的电位在开关过程中将在VI/2 的电位上以VI的幅度作指数变化。当一个晶体管导通时，截止晶体管上加的电压约为等于输入电压，晶体管由导通转为截止的过程中，漏感引起的尖峰电压被二极管钳位，因此，开关管上承受的最高电压不超过电源电压。而且，晶体管的数量只是全桥式的一半，这是其优点。但要得全桥和推挽式电路相同的输出功率，开关晶体管必须流经两倍的电流，因此，一般适宜获得中等功率输出。然而半桥式电路具有抗不平衡能力。为此，获得其广泛应用。3.2.4 正向激励功率转换电路 加在变压器上电压是振幅等于输入电压 VI，宽度为开关导通时间TON冲波形。变压器次级侧电压经过极管整流变为直流。正激变换器的优点：(1)正激变换器的铜损较低。因为使用无气隙的铁芯，电感值较高，原边与副边的峰值电流较小。因此，铜损较小。在多数情况下，减小程度不足以允许使用小一级尺寸的铁芯，但会使变压器的温度稍为降低一些。(2)副边纹波电流明显衰减。因为，在一定输出负载时，输出电感器和续流二极管的存在使得储能电容电流保持在较小的数值上。正激变换器的能量储存于输出电感器是有利于负载的，储能电容可以取得很小，因它只用来协助降低输出纹波电压。而且相对反激变换器而言，电容上通过纹波电流定额值要求小一些。(3)如果加假负载，则效率会在同等功率输出下，正激变换器集电极峰值电流小得多，开关管 Tr 的峰值电流较低。理由同(1)。(4)因为纹被电流小，纹被电压小。3.2.5 反向激励功率转换电路工作原理简介如下：在晶体管 VT1导通期间，变压器 T1的初级绕组N1中电流线性增长(VI=Ldi/dt )，绕组电感中存储能量(12Li2)，此时，T1的次级侧的二极管 VD1阻断电流流通；在晶体管 VT1截止期间，电感中存储的能量通过二极管 VD1释放给负载：反激变换器虽然不需要电感，但有开关管(包括原边和副边绕组)和滤波电容纹波电流大的不足；缺点是晶体管的尖峰电流较大，需要较大的滤波电容等。此电路适用于输出功率为 200W 的电源。3.33.3 单端正激变换器的设计单端正激变换器的设计单端正激变换器主回路如图 3-4 所示。它是在 Buck 电路的开关 S 与续流二极管 D 之间加入单端变压隔离器而得到的。CD2D1D3T1TRAN S1P1RLP2TTIGBT图 3-3 单端正激变换电路原理图由于正激式变换器的隔离元件 T1纯粹是个变压器，因此在输出端需附加一个电感器 L 作为能量的储藏及传送元件。电路中必有一个续流二极管，同时也要注意到变压器原边和副边线圈具有相同的同铭端。由于是正激工作方式，副边有电感器，折算至原边电感量较大。一般电感量越大越好，使得 IP较小。变压器 T1的另一个绕组 P2与二极管 Dl串联后接至 Vs。这个绕组主要起去磁复位的作用。3.3.1 工作原理在 Tr 导通时，在原边绕组接向电源 Vs，同一时间内，副边绕组把能量传递到输出端。当 Tr 关断时，续流二极管 D3和储能元件 L 构成放能的回路，继续对负载电阻 R0供能。 当晶体管 TT 导通时，设副边电压为 Vs ，则电感 L 内的电流将直线增加，如下式所示： （3-LVVdtdiSL02）当晶体管 Tr 关断时，由于反激作用，电感上电压反向，D3导通，构成续流回路，而电感上的电压等于输出电压 Vo(忽略二极管压降)，L上电流 iL的衰减由下式定义： （3-LVdtdiL03）由上式可知，电感 L 的大小，只是影响 diL/dt, 或者说，影响电流的峰峰值。电流平均值应与输出电流 I0相等。正激变换器输出电压的大小取决于变压器的匝比和晶体管 Tr的导通占空比导通时间与周期的比，即导通占空比： （3-SSponsVTntnV04）式中副边与原边的匝比psnn导通时间与周期的比，即导通占空比SonTt原边绕组施加的电源电压（V） 。SV当输入电压及占空比固定时，输出电压与负载电流无关。因此，这个电路结构提供了特有的低输出阻抗的特点。3.3.2 能量再生线圈 P2 的工作原理在 Tr 导通时，变压器接受的能量除磁化电流外都传递到输出端。在Tr 关断，反激作用期间，输出二极管 Dl反偏而不可能有钳位作用或能量泄放的回路。磁化能量将引起较大反压加在 Tr的集一射极之间。为防止高反压的出现，设置“能量再生线圈”P2，经二极管 D1，使储存的能量运送回电源 VS中。只要有的关系，D3上流过电流时，21PPNN，Tr上承受的集射极电压为 2Vs。SPVV2为了避免在 P1和 P2间存在的漏电感过大和因此产生的在晶体管集电极的电压过高，一般采用原边绕组 P1与能量再生线圈 P2双线并绕的方法。3.3.3 多路输出的设计只要增加变压器的副绕组、电感器和二极管就可以得到多路直流电压输出。每个绕组将遵循正、反向伏秒值相等的原则。倘若负载在合理范围变化时,如果主输出电压不变，辅助输出也将不变。若某一输出负载降到电感临界电流以下，这线路的输出电压将上升。最后，在负载为零时它将等于变压器副边峰值电压。由于正激变换器负载电流低于临界电流时输出电压升高，因此，应使最小负载电流仍在电感临界电流值之上。若有负载为的情况时，则只能加固定电阻作为假负载，以求得电压的稳定。三路输出分别为：15V，4A；12V，3A；5V，2A。3.3.4 变压器设计设计方法有多种，可根据情况选择。一般从计算原边圈数开始，按最大占空比和正常的直流电压 VS来计算原边线圈。 按上述方法设计的理由是，副边绕组都有一个电感器，当有突变负载时，输出电流的变化率受到限制。为了补偿这个缺陷，控制线路应能把占空比调到最大。在这种瞬变条件下，高的原边电压和最大导通脉宽同时加上，尽管时间很短，如果变压器设计没有考虑这种情况，也会引起磁饱和。控制电路设计为：在最大输入电压时，限制控制电路的脉宽和变化的速率，这样可防止两个参数同时在最大值。能量再生绕组的必要性，说明正激变换器的铁芯有残存能量是不好的。为了确保磁通在反激期间恢复到低的剩磁水平，并考虑偶而出现的较大磁密不致出现磁芯饱和，加一很小气隙是很有必要的。（1）根据输出功率选择铁心：三路输出分别为：15V，4A；12V，3A；5V，2A。输出功率为： WP106253124150若考虑 6%的余量则：WP36.11206. 11060选择一个传递功率为 115W 的铁心，SB9C 的 EER40，其有效横截面积为 1.58cm2,磁感应强度 B=220mT（2）计算原边的绕组周期：SfTS3 .331030113最大导通占空比 D=0.5 时：STtSON7 .162则最小原边匝数为：匝7 .92158114. 07 .16100(min)CONSPABtVN取 93 匝。（3）计算副边的绕组匝数若考虑市电 220V 以下波动的情况，设向下波动-20%则：VVVSS80%80100%)201 (min15V 的副边匝数为：匝8 .347 .16803 .339315min15)15(ONSPOstVTnVn取 35 匝。12V 的副边匝数为： 匝8 .277 .16803 .339312min12)12(ONSPOstVTnVn取 28 匝。5V 的副边匝数为：匝6 .117 .16803 .33935min5)5(ONSPOstVTnVn取 12 匝。3.3.5 电感的参数计算L 的最小值一般由所需维持最小负载电流的要求来决定。电感 L 中的电流分连续和不连续两种丁作情况。不论何种情况只要输入、输出电压保持不变，电流波形的斜率不会因负载电流的减小而改变。如果负载电流 ID 逐步降低，在 L 中的波动电流最小值刚好为 0 时，临界负载电流 Ioc 等于平均波动电流，或电流峰一峰值的一半，即： （3-2)(PPLOCII5）即定义为临界情况。这当 IoIoc 时，iL将进入电流不连续状况。否则，为连续状况。在临界点上下，传递函数是突然改变的。当高于临界电流时，输出电压与负载电流变动无关。当低于临界电流时(不连续工作状况)，研究表明为达到稳压效果，占空比调节量由负载变量和输入电压变量共同决定。L 值的另一限制因素将出现在应用于多输出电压的情况。因为控制环只与一个相关的输出端闭环，当此输出端电流低于临界值时，占空比将减少以保持此输出端输出电压不变。对于其它辅助输出端，假定其所带的是恒定负载，在上述占空比下降的情况下，其电压也下降。很明显，这不是我们所希望的。因此，在多输出电压时，为了保持辅助输出电压不变，L 值应大于所需最小值。也就是，如果辅助电压要保持在一定的波动范围内，则主输出的电感必须一直超 过临界值，即一直在连续状态。电感的最大值通常受效率、体积、造价的限制。带直流电流运行的大电感造价是昂贵的从性能角度看，L 过大则限制了负载出现较大瞬时变化时输出电流的最大变化率。 对于一般的要求，可以根据流经电感的纹波电流峰峰值为输出电流的 30%计算。（1） 15V 的输出端流经电感的电流：AAiL2 . 1%304电感两端的电压：VVVVNNeINPSL3 .221510093350电感量为：HtieLONLL3107 .162 . 13 .22)15(（2） 12V 的输出端流经电感的电流：AAiL9 . 0%303电感两端的电压：VVVVNNeINPSL1 .181510093280电感量为：HtieLONLL3357 .169 . 01 .18)15(（3） 5V 的输出端流经电感的电流：AAiL6 . 0%302电感两端的电压：VVVVNNeINPSL9 . 71510093120电感量为：HtieLONLL9 .2197 .166 . 09 . 7)15(3.3.6 二极管和电容器的选择由于输出电压不高，使得次级二极管不会有很高的反电压，可选用耐压 40V 的肖特基二极管。为了抑制纹波电压使其较小，要选用内阻抗低高频用电容器。3.3.7 开关管的选择开关电源的开关管有功率晶体管（GTR） 、功率场效应晶体管（MOS FET）和绝缘栅双极晶体管（IGBT）等。绝缘栅双极晶体管（IGBT）集功率晶体管（GTR）和功率场效应晶体管（MOS FET）的优点于一身，既有功率晶体管（GTR）的输入阻抗高、速度快、热稳定性好和驱动电路简单等优点，又具有功率场效应晶体管（MOS FET）的通态电压低、耐压高和承受电流大等优点。因此，选用绝缘栅双极晶体管（IGBT）作为开关元件。4 4 控制电路的设计控制电路的设计4.14.1 控制模式的选择控制模式的选择PWM 开关稳压或稳流电源基本工作原理就是在输入电压变化、内部参数变化、外接负载变化的情况下，控制电路通过被控制信号与基准信号的差值进行闭环反馈，调节主电路开关器件的导通脉冲宽度，使得开关电源的输出电压或电流等被控制信号稳定。PWM 的开关频率一般为恒定，控制取样信号有：输出电压、输入电压、输出电流、输出电感电压、开关器件峰值电流。由这些信号可以构成单环、双环或多环反馈系统，实现稳压、稳流及恒定功率的目的，同时可以实现一些附带的过流保护、抗偏磁、均流等功能。对于定频调宽的 PWM 闭环反馈控制系统，主要有五种 PWM 反馈控制模式。4.1.1 电压模式控制 电压模式控制 PWM(Voltage-mode control PWM)是六十年代后期开关稳压电源刚刚开始发展起就采用的第一种控制方法。该方法与一些必要的过电流保护电路相结合，至今仍然在工业界很好地被广泛应用。电压模式控制只有一个电压反馈闭环，采用脉冲宽度调制法，即将电压误差放大器采样放大的慢变化的直流信号与恒定频率的三角波上斜波相比较，通过脉冲宽度调制原理，得到当时的脉冲宽度。电压模式控制的优点：PWM 三角波幅值较大，脉冲宽度调节时具有较好的抗噪声裕量。占空比调节不受限制。对于多路输出电源，它们之间的交互调节效应较好。单一反馈电压闭环设计、调试比较容易。对输出负载的变化有较好的响应调节。缺点：对输入电压的变化动态响应较慢。补偿网络设计本来就较为复杂，闭环增益随输入电压而变化使其更为复杂。输出 LC 滤波器给控制环增加了双极点，在补偿设计误差放大器时，需要将主极点低频衰减，或者增加一个零点进行补偿。在传感及控制磁芯饱和故障状态方面较为麻烦复杂。改善加快电压模式控制瞬态响应速度的方法有二：一是增加电压误差放大器的带宽，保证具有一定的高频增益。但是这样比较容易受高频开关噪声干扰影响，需要在主电路及反馈控制电路上采取措施进行抑制或同相位衰减平滑处理。另一方法是采用电压前馈模式控制 PWM 技术。用输入电压对电阻电容充电产生的具有可变化上斜波的三角波取代传统电压模式控制 PWM 中振荡器产生的固定三角波。因为此时输入电压的变化能立刻在脉冲宽度的变化上反映出来，因此该方法对输入电压的变化引起的瞬态响应速度明显提高。对输入电压的前馈控制是开环控制，目的为了增加对输入电压变化的动态响应速度。对输出电压的控制是闭环控制。因而，这是一个有开环和闭环构成的双环控制系统。4.1.2 平均电流模式控制 平均电流模式控制(Average Current-mode Control PWM) 概念产生于70 年代后期。平均电流模式控制 PWM 集成电路出现在 90 年代初期，成熟应用于 90 年代后期的高速 CPU 专用的具有高 di/dt 动态响应供电能力的低电压大电流开关电源。平均电流模式控制 PWM 的原理：将误差电压 Ue 接至电流误差信号放大器(c/a)的同相端，作为输出电感电流的控制编程电压信号 Ucp（U current- program） 。带有锯齿纹波状分量的输出电感电流信号 Ui接至电流误差信号放大器(c/a)的反相端，代表跟踪电流编程信号 Ucp 的实际电感平均电流。Ui与 Ucp 的差值经过电流放大器(c/a)放大后，得到平均电流跟踪误差信号 Uca 。再由 Uca 及三角锯齿波信号 UT或 Us 通过比较器比较得到 PWM 关断时刻。Uca 的波形与电流波形 Ui 反相，所以，是由 Uca 的下斜坡（对应于开关器件导通时期）与三角波 UT或 Us 的上斜坡比较产生关断信号。显然，这就无形中增加了一定的斜坡补偿。为了避免次谐波振荡，Uca 的上斜坡不能超过三角锯齿波信号 UT或 Us 的上斜坡。平均电流模式控制的优点是：平均电感电流能够高度精确地跟踪电流编程信号 ；不需要斜坡补偿；调试好的电路抗噪声性能优越；适合于任何电路拓扑对输入或输出电流的控制；易于实现均流。缺点是：电流放大器在开关频率处的增益有最大限制；双闭环放大器带宽、增益等配合参数设计调试复杂。4.1.3 峰值电流模式控制 峰值电流模式控制简称电流模式控制(Peak Current-mode control PWM) ，它的概念在六十年代后期来源于具有原边电流保护功能的单端自激式反激开关电源。在七十年代后期才从学术上作深入地建摸研究。直至八十年代初期，第一批电流模式控制 PWM 集成电路的出现使得电流模式控制迅速推广应用。主要用于单端及推挽电路。近年来，由于大占空比时所必需的同步不失真斜坡补偿技术实现上的难度及抗噪声性能差，电流模式控制面临着改善性能后的电压模式控制的挑战。因为这种改善性能的电压模式控制加有输入电压前馈功能，并有完善的多重电流保护等功能，在控制功能上已具备大部分电流模式控制的优点，而在实现上难度不大，技术较为成熟。 （峰值）电流模式控制不是用电压误差信号直接控制 PWM 脉冲宽度，而是直接控制峰值输出侧的电感电流大小，然后间接地控制 PWM 脉冲宽度。电流模式控制是一种固定时钟开启、峰值电流关断的控制方法。因为峰值电感电流容易传感，而且在逻辑上与平均电感电流大小变化相一致。但是，峰值电感电流的大小不能与平均电感电流大小一一对应，因为在占空比不同的情况下，相同的峰值电感电流的大小可以对应不同的平均电感电流大小。而平均电感电流大小才是唯一决定输出电压大小的因素。在数学上可以证明，将电感电流下斜波斜率的至少一半以上斜率加在实际检测电流的上斜波上，可以去除不同占空比对平均电感电流大小的扰动作用，使得所控制的峰值电感电流最后收敛于平均电感电流。因而合成波形信号 V要有斜坡补偿信号与实际电感电流信号两部分合成构成。当外加补偿斜坡信号的斜率增加到一定程度，峰值电流模式控制就会转化为电压模式控制。因为若将斜坡补偿信号完全用振荡电路的三角波代替，就成为电压模式控制，只不过此时的电流信号可以认为是一种电流前馈信号。当输出电流减小，峰值电流模式控制就从原理上趋向于变为电压模式控制。当处于空载状态，输出电流为零并且斜坡补偿信号幅值比较大的话，峰值电流模式控制就实际上变为电压模式控制了。峰值电流模式控制 PWM 是双闭环控制系统，电压外环控制电流内环。电流内环是瞬时快速的，是按照逐个脉冲工作的。功率级是由电流内环控制的电流源，而电压外环控制此功率级电流源。在该双环控制中，电流内环只负责输出电感的动态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不必控制 LC 储能电路。由于这些，峰值电流模式控制 PWM 具有比起电压模式控制大得多的带宽。峰值电流模式控制 PWM 的优点是暂态闭环响应较快，对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应均快。控制环易于设计输入电压的调整可与电压模式控制的输入电压前馈技术相妣美简单自动的磁通平衡功能瞬时峰值电流限流功能，内在固有的逐个脉冲限流功能。自动均流并联功能。 缺点是占空比大于 50%的开环不稳定性，存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差。闭环响应不如平均电流模式控制理想。容易发生次谐波振荡，即使占空比小于 50%，也有发生高频次谐波振荡的可能性。因而需要斜坡补偿。对噪声敏感，抗噪声性差。因为电感处于连续储能电流状态，与控制电压编程决定的电流电平相比较，开关器件的电流信号的上斜波通常较小，电流信号上的较小的噪声就很容易使得开关器件改变关断时刻，使系统进入次谐波振荡。电路拓扑受限制。对多路输出电源的交互调节性能不好。峰值电流模式控制 PWM 最主要的应用障碍是容易振荡及抗噪声性差。振荡可以来源于：器件开启时的反向恢复引起的电流尖刺，噪声干扰，斜波补偿瞬态幅值不足等。峰值电流模式控制的开关电源容易在开机启动及电压或负载突然较大变化时发生振荡。 4.1.4 滞环电流模式控制滞环电流模式控制 PWM(Hysteretic Current-mode control PWM)为变频调制，也可以为定频调制。变频调制的滞环电流模式控制 PWM：将电感电流信号与两个电压值比较，第一个较高的控制电压值 Vc由输出电压与基准电压的差值放大得到，它控制开关器件的关断时刻；第二个较低电压值 Vch由控制电压 Vc减去一个固定电压值 Vh得到，Vh叫做滞环带，Vch控制开关器件的开启时刻。滞环电流模式控制是由输出电压值 Vout、控制电压值 Vc及 Vch三个电压值确定一个稳定状态，比电流模式控制多一个控制电压值 Vch，去除了发生次谐波振荡的可能性，其优点：不需要斜波补偿。稳定性好，不容易因噪声发生不稳定振荡。缺点：需要对电感电流全周期的检测和控制。变频控制容易产生变频噪声。4.1.5 相加模式控制 相加模式控制 PWM (Summing-mode control PWM)与电压模式控制有些相似，但有两点不同：一是放大器（e/a）是比例放大器，没有电抗性补偿元件。控制电路中电容 C1较小起滤除高频开关杂波作用。主电路中的较小的滤波电路也起减小输出高频杂波作用。若输出高频杂波小的话，均可以不加。因此，电压误差放大没有延时环节，电流放大也没有大延时环节。二是经过滤波后的电感电流信号 Vi也与电压误差信号 Ve相加在一起构成一个总和信号 V与三角锯齿波比较，得到 PWM 控制脉冲宽度。相加模式控制 PWM 是单环控制，但它有输出电压、输出电流两个输入参数。如果输出电压或输出电流变化，那么占空比将按照补偿它们变化的方向而变化。其优点是：动态响应快（比普通电压模式控制快35 倍） ，动态过冲电压小，输出滤波电容需要较少。相加模式控制中的 Vi注入信号容易用于电源并联时的均流控制。缺点是：需要精心处理电流、电压取样时的高频噪声抑制。4.24.2 开关电源集成控制器开关电源集成控制器开关电源主要由主回路和控制回路两大部分组成，主回路是将交流电网的电能传递给负载的回路，控制回路是按输入输出条件控制主回路的工作状态的回路，将控制回路集成化即称为开关电源集成控制器。开关电源集成控制器多为脉宽调制型(PWM),早期 PWM 多为电压型，缺点是瞬念响应不好。电流控制型 PWM 的性能和功能均优于电压控制型，国外新生产的电流 PWM 控制器品种和数量最多，有完全取代电压控制型的趋势。本设计采用 GWl524 作为系统的控制器。4.2.1 GWl524 的特点完整的 PWM 控制电路的功能频率的温度稳定性2；有交变输出开关对，可以推挽输出或单端输出频率可调到 100khz 至 350khz;有超结温保护和过流保护；总的静态电流10mA可为用户提供 5V、50mA 的直流稳压输出。4.2.2 1524 的极限使用值和主要电性能输入电压：40V；外加基准电压：6V；输出基准电流：50mA；输出电流(每一个输出)：100mA；振荡器充电电流(6 脚或 7 脚)：5mA；内部功耗：1W；最高结温：J 封装 150；N 封装 125Y。4.2.3 GW1524 的内部结构GW1524 的内部结构图如图 4-1，GW1524 的内部结构包括：(1)基准电压调整器基准电压调整器是输出为 5V，50mA，有短路电流保护的电压调整器。它供电给所有内部电路，同时又可作为外部基准参考电压。若输入电压低于 6V 时，可把 15、16 脚短接，这时 5V 电压调整器不起作用。(2)振荡器振荡器的频率由外接阻容 RT、CT决定，周期(近似)值 TSRTCT，一般 RT是到；CT是到 ，在本设计中，K8 . 1K100f001. 0f1 . 0，；在 CT两端可得到一个从 0.6V 到 3.5V 变化KRT2fCT017. 0的锯齿波，振荡频率可达 350KHZ，可直接带外负载。振荡器在输出锯齿波的同时输出一组触发脉冲，宽度取决于 CT的大小，实际宽度在055。此脉冲在电路中有两个作用：S 控制死区时间。振荡器输出的触发脉冲直接送到两输出级的或非门作为封闭脉冲，以保证两组三极管输出不可能出现同时导通；输出死区时间 TD与 CT关系示于图 4-2。出出 出出出出出出VI出出出出出AI震荡器双稳态触发器5V基准调整器Q?PNPAPNPBPNPR210KR11KGNDGNDGNDGND出VS12345678910111213141516+VrefCTRT到内电路反相输入同相输入补偿电流限制检测+电流限制检测-闭锁控制A管C极A管E极B管E极B管C极震荡器输出地Port图 4-1 GW1524 内部结构图作为触发器的触发脉冲控制两输出通道的开与关。触发器要求此触发脉冲的宽度不小于 0.5。因此，当开关电源工作频率高(CT为小S值)时在 3 脚接 100pf 电容到地，以扩展输出脉冲的宽度。由于输出触发胀冲的最大宽度受工作周期和死区时间的限制，3 脚到地的电容不能大于 1000pf。(3)误差放大器误差放大器是差动输入的放大器。它的增益标称值为 80dB，其大小由反馈或输出负载来决定，输出负载可以是纯电阻，也可以是电阻性元件和电容的元件组合。该放大器共模输入电压范围在 1.83.4V 需要将基准电压分压送至误差放大器 1 脚(正电压输出)或 2 脚(负电压输出)。为使电源系统稳定，在 9 脚对地之间接 RC 网络，补偿系统的幅频，相频响应特性。 图 4-2 输出死区时间 TD与 CT关系本控制器无专门的死区时间控制端，而是靠基准电压分压至误差放大器的输出脚 9，限制 9 脚的高电平数则控制了死区。为了不影响控制器的内部性能，可在 9 脚与分压端之间串联二极管，使 9 脚电位低于分压端电压时分压回路不起作用。如果作为开环系统工作，在 9 脚加控制电压即能工作。(4)电流限制器 AI电流限制放大器 AI输出与误差放大器的输出并联，控制脉冲的宽度。当+与-端之间加 200mA 的限流检测电压时，输出占空比下降到 25左右；检测电压再增加约 5，输出占空比为 0，所以必须小心地整定输入信号电压。一般不要超过-0.7V 到 1.0V 的输入共模范围。因该电路增益较低，控制脉宽时存在较大的延迟，电流开始限制值与实际工作会有一定的差值。(5)闭锁控制端 10利用外部电路控制 10 脚电位，可关闭误差放大器的输出，为软起动和过电压保护等。(6)比较器CT的锯齿波电压与误差放大器的输出电压经过比较器比较，CT电压高于误差放大器的输出电压时，比较器输出高电平，或非门输出低电平，输出三极管截止。(7)触发器和或非门经触发脉冲触发，双稳态触发器两输出端分别交替输出高、低电平，以控制输出级或非门输入端。(8)输出级由两个中功率 NPN 管构成的,每管有抗饱和电路和过流保护电路，每组可输出 100mA,