半桥功率计算

功率变换部分设计功率变换部分采用半桥电路。一主变压器的设计主变压器的输入电压为PFC输出电压，模块的额定输出电压为220V,变化范围为 90%-130%,主变压器采用PHILIPS公司的E65/32/28型磁材两对(四只)。输入电压V. =380V420Vin输出电压V =198V286Vout工作频率f=F/2=40k对于 E65 磁材：截面积S = 2 x 20 x 27 x 10-6 = 1.08 x 10-3 m 2B 值为B =450mTsat工作中取B =200mTmax最大占空比 D=0.85变压器原边匝数V xt V x D380 x 0.85n 二 1min on =in(mm)max 二二 9.31AB x S2 x 2 x B x S x f2 x 2 x 200 x 10-3 x 1.08 x 10-3 x 40 x 103max原边绕组取9匝在最高输出电压时，占空比最大，此时变压器副边电压为2860.85=336max所以，变压器副边绕组为n = 2 n = x 9 = 15.92 V 1 1901副边绕组取16匝变压器变比取n9n = =-n 162为了保证设计的变压器符合要求，需要对设计好的变压器参数进行校核在最高输入，最低输出的情况下：9198x 16 210= 0.53nVD = 1 x o min max nV2 i max在最低输入，最高输出的情况下，nD = xmax n2正常工作时，Vo maxVi min9286= x16190 = 85ABB -maxV xti mino maxn xS1190 x 0.85=205mT9 x 1.09 x 10-3 x 80 x 103励磁电流xton(max)VI i min广 L1从计算的结果来看，变压器的设计是合理的。实验的结果也证明了这一点。190 x 0.851.5 a2 x 8400 x 10-9 x 92 x 80 x 103二输出滤波电感的计算为保证模块的正常工作，在模块最小输出电流的情况下，滤波电感中电流的波形应保证 连续，这就决定了滤波电感有一个最小值。在模块的设计中，为保证模块在空载情况下工作， 模块内部有一死负载，在输出电流达到一定值时，死负载可以切掉，模块内部的死负载由两 个 50W-2K 电阻组成。在正常工作时，模块的最小输出电流V 230023 .0min4 0.23 AR1 x 10 -3死为保证输出滤波电感中的电流保持连续，输出滤波电感的最小值为LminV- V2 mino max t2Ion maxOminnV x 2 - V1 minno max112Ion maxOmin190 x 9 - 2862x0.230.8580 x 1031.2 mH输出滤波电感取1.2mH,采用1.08漆包线两根绕制，绕组的平均电流密度为: 5.5A/ mm2I10O均2兀 d 22 x 3.14 x 0.542磁材采用北京浩阳公司生产的高磁通粉芯 H60 0 56X32X20，磁环具有最高的饱和磁通密度，其饱和磁通密度高达15000 (GS),而且铁损较低，允许工作温度可以高达200CH60 磁环的主要参数如下:截面积S -(D-d)x日(56一32)x20 240mm2磁路长度3.14 x (56 + 32)2 138 mm=131nH, u x u x S 电感系数勺=4x 3.14x 10-7 x 60x 240x 10-6138 x 10-3L1.2 x 10 -3由、绕组匝数 n二 二二96（匝）A131 x 10 -9i此时，磁环的直流磁化强度H值为0.4兀 nIl0.4 x 3.14 x 95 x 1013.8根据厂家提供的H60材料的特性曲线，在上述H值下的增量磁导率为70%左右，电感 值降为原来的 70%，变化不大，不会影响模块的稳定工作。在最大电流时，磁环的磁感应强度为Bmaxnxi a =Sl95 x 10240 x 10- 6x 131 x 10-9 二 0.52T由于高磁通磁环的饱和磁感应强度为1.5T,磁环并不会饱和。三开关管的选择模块的DC-DC部分采用半桥电路，主开关管采用IR公司生产的IGBT,型号为IRG4PC50W，在最高输出电压、最大输出电流的情况下，整流模块的最大输出功率为：P 二 U x I二 286 x 10 二 2860WOO maxo max考虑DC-DC部分的效率在94%左右，变压器原边输入电压为190V,因此变压器原边 的平均电流为I 亠=2860= 16A1 n x V 0.94 x 1901此时，占空比为最大，D = 0.85max所以，通过开关管的平均电流为I = 1 = 19 A均 D 0.85max为保证模块的可靠性，DC-DC部分采用双管并联的工作方式。IR公司生产的IRG4PC50W的主要技术参数如下；R (Junction - to - Case)JCR (Case - to - Sink )CSV (13.5 A,120OC )CEE (13.5 A,120OC)J0.64 C/W0.24C/W1.5V0.3mJ对于单只IGBT来说，其流过的平均电流为9.5A，工作频率为40k,其损耗为导通损耗与开关损耗之和。开关损耗导通损耗P开=EJf 二40 x 103 x 3 x 10 0 二12WVIDCE 均max1.5 x 19 x 0.854=8.4W总损耗 P = P + P = 12 + 8.4 二 20.4W开导对于IRG4PC50W来说，其结点到本身自带散热器的热阻为:R 二 R + R 二 0.64 + 0.24 二 0.88 C/Wz JC CS模块所的导热绝缘膜采用美国贝格斯公司的Sil pad-2000材料，其热阻为0.2C/W。外壳散热器表面到结点的温升为：T 二(R + R )P 二(0.88 + 0.2) x 20.4 二 22 C1Z 膜采用合适的散热器，在风冷的方式下，散热器的热阻可以低于0.1 C/W，模块的总输出功率为2860W，按90%的效率考虑，则散热器最大温升为T = 0.1 x 2860 x 10% = 28.6 C2在老化时，环境温度为40C，模块内部环境温度有10C温升，则总的环境温度为50C，结 点温度为T 二 T + T + T 二 50 + 22 + 28.6 二 100 CJ12由于芯片的允许结点温度为150C，还留有50 C的余量，而且在正常工作时，由于环境温度 还要低，模块的工作会更加安全。四副边尖峰电压的抑制在硬开关电路中，由于在变压器电压建立之前，副边二极管处于续流状态，二极管的 反向恢复时间的存在，使二极管上出现很大的电流尖峰，这是硬开关电路不可避免的，该 电压尖峰的存在，一方面增加了模块的噪声，同时过高的尖峰还会造成模块的损坏。在模块的设计过程中，输出整流二极管采用DSEI60-10A，其耐压值为1000V，开发 过程中发现，在满载输出的情况下，二极管上尖峰电压与正常电压基本上为1：1 的关系， 二极管上的峰值电压能够达到800V。对于1000V的二极管来说，在满载情况下，开机瞬 间的冲击就有可能导致输出整流二极管损坏，造成模块的故障。由于二极管上的尖峰是由于寄生电感、寄生电容的存在而产生的，而且随着寄生电感 的增大、寄生电容的减小、导通电流的增大而增大，在最大输出电流一定的情况下，二极 管上的尖峰就只能通过减小寄生电感或增大寄生电容来减小了。为减小寄生电感，一方面是改善布线，另一方面是改变变压器的绕制方式，减小变压 器副边的漏感。在变压器的绕制中，采用铜皮绕制，匝间耦合紧密，变压器副边漏感明显 减小，相对采用导线绕制的变压器，副边的漏感由原来的4.6uH下降为2.1uH，但是输出 整流二极管上的尖峰的幅值并没有明显的减小，在额定情况下工作半小时后，尖峰仅由原来的800V下降为720V左右。更改变压器前后的波形大致如下图所示;导线绕制变压器漏感L= H铜皮绕制变骨采用如右图所示的 RC 吸收电路，可 以等效的认为是增加了二极管的并联电容 容量，也可以减小二极管的尖峰电压。由 于电容在二极管导通时吸收的能量，需要 通过电阻来放掉，如果采用小的电容，起 不到吸收的作用，较大的电容会造成电阻 上的损耗过大。在实验的过程中间，我们经过多次实验，最终发现采用6个5W/150欧电阻串联和InF的吸收电容效果较好，吸收前后波形如下图所示。从上图中我们可以看出来，采用RC吸收电路，震荡周期明显减小，尖峰幅值也降低, 在满载时测量，峰值电压在650V左右，二极管的余量也基本满足，但是，第一个尖峰无 法彻底吸收。而且电阻的损耗也不小。在 RC 吸收电路中，电阻的损耗大致为：11P = CU 2 f = x 10-9 x 6002 x 80 x 103 = 14.4w 22如此高的电阻损耗，在模块正常工作时，就需要大功率的电阻来耗散。为了彻底吸收副边二极管上的尖峰，减小电阻损耗，我们又实验了下面的吸收方式：在电路中，采用大电容吸收，大电阻放电。采用大电容增强尖峰吸收能力，大电阻放 电，电容电压下降较小，不会在下一次电压建立时由于电容瞬时短路造成更大的尖峰，而 且损耗小。在副边电压建立瞬间，当副边电压高于电容C1上电压时，二极管D1导通给 电容充电，利用大电容C1来吸收副边的尖峰。当副边续流时，二极管D1反向截止，电 容上的电压通过 R1 向负载放电。直到下一周期的开始。二极管上吸收前后的波形图如下 图所示。在上述电路中，应该电容越大，吸收效果应该越好，为验证这个推断，我们作了以下 的实验；实验条件；额定输入，输出220V,电流10A,强制风冷1）不加吸收结果 V1=820V， V2=400V2)C1=222， R=3K结果 V1=640V， V2=400V3)C1=472 R=3K结果 V1=580V， V2=400V4)C1=103 R=3K结果 V1=500V， V2=400V尖峰为正常电压的 1.05 倍尖峰为正常电压的 0.6 倍尖峰为正常电压的 0.45 倍尖峰为正常电压的 0.25 倍最后，模块的吸收电路数据采用C1=0.012uF, R1=4.5k，在满载输出的情况下，模块的输出电压的尖峰值不到500V,对于1000V的二极管来说，余量已经足够了在电路中，由于电容电阻均足够大，电容上的电压基本保持不变，电阻上的压差也是恒定的，在浮充电压下，电阻的损耗为：=5.6 w(V - V )2(400 - 240)2P = co =R4500米用能量回馈的RCD吸很明显，电阻的损耗也明显的减小。 通过以上的实验电路可以看出，在所有的吸收电路中 收电路是最有效的。五其余辅助电路的工作原理1风机控制电路：风机控制HZI占风机控制电路部分主要是来控制风机的工作温度及停止温度，温度传感器V80米集 模块的温度，电阻 R119， R120 设定了风机工作温度点，当温度低于设定值时，比较器 N6:A输出高电平，三极管V88导通，继电器吸合风机不工作，当模块温度高于设定值时, 比较器输出低电平，三极管不导通，继电器断开常闭触点闭合，风机工作，同时比较器 输出低电平将参考（N6:A3脚）电平拉低，形成一滞环，使温度下降后风机才能停止工作。2均流电路电流信号RFb-1R?1R73Jn 1模块的均流电路采用“民主”均流方式，均流电路的主要部分为一差动放大电路，该差动 放大电路有90倍的增益，这样，即使模块本身与均流母线有很小的差值，经90 倍放大后， 也可以迅速的调整过来.当模块本身电流电压高于平均值（均流母线）时，集成电路 N1:A 输 出低电平，将参考拉低，模块输出电压降低，模块的输出电流亦下降，从而实现模块的均 流。3遥控开关机 模块的遥控开关机通过光耦实现，当在光耦原边施加高电平时，光耦导通，主要有两 个作用：1）15V电压通过二极管V57使三极管V62导通，将V55的控制端电平下拉到0V,使MOS 管 V55 关断，将均流电路切断。（如果模块关机，均流电路不切断的话，将使均流母线呈现 低阻态，影响其他模块间的均流。）2）+15V电压通过二极管V60加到RP4上，使控制芯片的软启动端（8脚）电平降到0V, 模块输出亦降到0V,从而实现了关机，当外加电压撤除后，模块重新启动另外，模块还具有其他的一些功能，像遥测、遥调、稳流等，通过监控单元的控制与 调节，可以实现模块的自动工作，从而实现系统的智能话管理。六模块的保护电路1模块的过温保护 过温保护主要是为了在风机失效的情况下来保护模块，当模块的风机控制电路或风 机出现故障的情况下，风机无法工作，模块的热量无法散出，这样模块的温度会越升越高. 为了保护模块不被损坏，模块内部设置了过温保护，在温度高于保护点时，模块内置的温度 继电器断开，将辅助电源切断，模块内所有辅助电源停止工作，模块亦停止工作.模块的过 稳工作点为80度。2. 过欠压保护电路，限压保护电路过欠压保护电路主要是采用比较器来实现，模块输出电压过高时，比较器N4:B脚5电 位高于脚6,比较器输出高电平.该高电平一方面使可控硅V3导通，使模块的软启动端降为 0V，模块无输出；另一方面使光耦V51导通，向监控提供故障信息同理，输出电压低于设定 值时，N4:A脚2电平低于脚3,比较器输出高电平欠压故障灯亮;同时监控告警欠压与过 压的不同之处在于欠压仅仅告警，并不关机.输出限压为比较器N4:C，模块输出取样连接到9脚，参考连接到10脚，当输出采样 高于参考时，比较器输出第电平，将参考（SG2525脚2）拉低，模块输出电压下降，从而实 现了模块的限压功能.电位器RP3可以调节模块的限压值.3. 短路保护;短路保护由两级保护组成，当负载逐渐增大时，电路首先工作于限流状态，电流增大 时，通过限流回路将软启动端电平拉低，驱动信号占空比减小，输出电压降低，达到限流 的目的。当负载突然变化时（例如短路），模块电流突然大幅度增大，此时限流环节来不及工作 此时就需要过流保护将模块迅速关断，否则会造成模块的损坏，过流保护电路采用 NE555 组成的单稳态电路，当模块电流大于设定值时，单稳态触发器反转，输出高电平，将模块 关掉，经一段时间延时后，单稳态触法器输出变为低电平，模块重新启动，如果此时故障 没有排除，则模块又关机保护，重复如此，直到短路故障排除。