钢丝绳芯胶带输送机故障监测的装置的设计正文(共32页)

精选优质文档-倾情为你奉上1 绪论1.1钢绳芯胶带运输机的简介1.1.1胶带运输机的工作原理、适用条件、优缺点及类型胶带运输机，又叫皮带运输机。胶带运输机是以胶带兼作牵引机构和承载机构的一种连续动作运输设备，它在矿井地面和井下运输中得到广泛的应用。 图1-1 胶带输送机工作原理图1-胶带 2-主动滚筒 3-机尾换向滚筒 4-托辊 5-拉紧装置如图1-1所示：胶带1绕经主动滚筒2和机尾换向滚筒3形成一个无级的环行带。上下两股胶带都支撑在托辊4上。拉紧装置5给胶带以正常运转所需的张紧力。当主动滚筒在电动机驱动下旋转时，借助于主动滚筒与胶带之间的摩擦力而带动胶带及胶带上的货载一同连续运载，装到胶带上的货载运到端部后，由于胶带的转向而卸载，这就是胶带输送机的工作原理。上段胶带运送货载，胶带的这一部分称为工作段或重段，下股不装运货载称为回空段。胶带的工作段一般采用槽型托辊支撑，使其成为槽型承载断面，因为同样宽的胶带槽型承载面比平行的要大很多，而且货载不宜洒落，回空段不装运货载，故用平型托辊支撑。托辊内装有轴承，转动灵活，运行阻力较小。胶带输送机可用于水平及倾斜运输，通常情况下，沿倾斜向上运输原煤时，倾角不能大于18，向下运输时，倾角不大于15，运送附着性、粘接性大的物料时，倾角要大些。胶带输送机的优点是运输能力大而工作阻力小，耗电量小，约为刮板输送机耗电量的1/31/5固在运输过程中，货载与胶带一起移动，故磨损小，货载的破碎性小。由于结构简单，既节省设备又节省人力，故广泛应用于我国国民经济的许多工业部门。国内外的生产实践证明，胶带输送机无论在运输能力方面，还是在经济指标方面，都是一种较先进的运输设备。投资高，又不适用于运送有棱角的货载。随着煤炭科学技术的发展，虽然在国内的胶带输送机转弯运行的研究有所进展，但总的来说，胶带输送机对弯曲巷道的适应性比较差。随着机械化和综合化采煤工作面的不断提高，胶带输送机已逐渐成为煤矿生产中的一种主要运输设备。胶带输送机类型很多，适应范围和特征各不相同。在煤矿中常用的胶带机类型：普通型胶带输送机、绳架吊挂式胶带输送机、可伸缩胶带输送机、强力胶带输送机、钢丝绳牵引胶带输送机、大型气垫胶带输送机。1.1.2强力胶带输送机简介强力胶带输送机是指钢绳芯胶带输送机。随着我国煤炭工业的迅速发展，矿井运输日益增大，在大型矿井主要水平及倾斜巷道，采用大运量、长距离的胶带运输机极为有利。但因普通型胶带输送机胶带强度有限，故在有些矿井，为了满足长距离运输的要求，采用10多台普通型胶带输送机串联使用，组成一条长距离胶带输送线。由于使用设备台数多，转载次数多，导致设备成本高，致使运输机运输不合理，为此就有了创造运输能力大、运距长、实现长距离无转载运输的新型运输机的要求，钢绳芯胶带输送机就是为适应这种需要而设计的一种强力胶带输送机。它与普通型胶带输送机不同之处是用钢绳芯胶带取代了普通胶带。钢绳芯胶带是用一组平行放置的高强度钢丝绳作为带芯。（如图12所示）。钢丝绳一般由长根直径相等的钢丝顺绕制成，中间的钢丝较粗，以便为橡胶透进钢绳。芯胶的材料可稍次于面胶，但必须具备与钢丝有较好的浸透性和粘合性。钢丝绳的排列采用左绕和右绕相间，以保证胶带的平整。1.1.3钢绳芯带与普通胶带相比，具有下列主要优点：1）抗拉强度高，可满足大运量、长距离的需要。国产钢绳芯带的带芯强度d可达40000N/cm。联邦德国生产的钢绳芯带的强度已达80000N/cm。计算表明，在水平运输条件下，当带宽为800mm，生产率为1800t/n,带速为3m/s时，采用不同胶带允许的单机长度比较如下：钢绳芯胶带 15500m尼带胶带 9500m维尼纶胶带 3800m棉织物芯胶带 600m2）弹性伸长和残余伸长小，张紧装置的行程可以大大减少。钢绳芯带的伸长量约为普通型胶带的1/10左右。由于所需的张紧行程短，对于合理布置及选择张紧装置极为有利。此外，由于钢绳芯带的纵向弹性模量大，张力传播速度快，不会出现“浪涌”现象，起动和制动比较容易控制。3）成槽性好。由于钢绳芯胶带只有一层芯体与托辊贴合紧密，可以形成较大的槽角。目前国内外钢绳芯胶带输送机的槽角多数用到30，有的达35以上，这样不仅可以增大运输量，也可以防止胶带跑偏。4）动态性能好，使用寿命长。由于采用钢丝绳绕成的钢丝绳做带芯，故耐弯曲疲劳和耐冲击性能好，胶带的寿命一般可达10年左右，使输送机的运输成本相应降低。5）输送机的滚筒直径相应较小。由于带芯较薄，在相同的条件下允许采用比普通胶带小的多的滚筒直径。由于钢绳芯带具有以上优点，钢绳芯带一出现即在国内外得到了普遍的推广和使用，并已成为胶带输送机的主要发展方向之一。1.2本论文的主要研究内容及意义输送带是输送机的重要组成部分，其成本占整机的45之多。近年来，输送机纵向撕裂事故时有发生，价值数十万元（甚至数百万元）的输送机因纵向撕裂在几分钟内就会全部毁坏，造成很多的经济损失，但至今我国仍没有一种较理想的纵向撕裂的检测手段或装置应用于实践。一部分用户虽装有从国外引进的或国产的防撕裂装置，但使用效果都不好。有的在故障发生时并未发现，有的在未出现故障时发生了动作信号。为了防患于未然，防止输送带撕裂后事故继续扩大，本设计中主要采用安装在托辊中的压力传感器将输送带上的压力值转换成电信号。当超过危险值时，就会使得控制箱动作。1.3 钢绳芯胶带的纵向撕裂监测保护的国内外研究概括目前，输送带的防撕裂保护装置有发生撕裂后输送带外部变化的检测和内部状态变化的两类检测方式。1.3.1外部检测系统1）棒型装置每组缓冲托辊之间紧贴输送带下面，若刺穿输送带，物料使棒偏斜，触发限位开关或压力传感器，指令输送机停车。2）弦线式装置该装置由细钢丝或尼龙线作为探头，将其安置在缓冲托辊之间穿过小孔与槽型带下表面贴合，线的一端装一个弹簧限位开关。当线断裂或拉力增大都会启动开关。3） 条形板压力开关该装置是将数块条形板安装在一起构成槽型带的外廓形式，并安装在输送带的下表面缓冲托辊之间，任何刺穿输送带的物体都会使正对着该物体的条形板动作，从而触发开关。1.3.2机械电气联合防撕裂装置若有大块物料或异物落在输送带上，使输送带和小皮带破裂，异物（物料）便带动小皮带运动，通过杠杆使胶带输送机停止运动。电气方面在小皮带上分布着导线，当异物刺破输送带时，使小皮带的导线刺破切断，控制装置切断输送机的电源使整机停止运动。输送机外表面突起的检测保护装置的动作均取决于检测装置与输送带和刺穿物接触发生作用，这样必然要求保护装置的安装应较接近于输送带，而胶带输送机的运行波动又有发生误动作的可能，相距较远会造成动作不灵敏。1.3.3输送带发生撕裂引起的外部性态变化的检测1）浮点支架检测装置日本横滨橡胶有限公司研制出了浮动支架检测装置，该装置由数组安装在一个框架上的缓冲托辊组成，整个框架悬挂在垂直的板簧上，在框架的前端顶上一个压力传感器以检测框架所受的水平作用力是否大于正常运行下的水平力，当水平阻力增大时可通过控制使输送机停车以保护输送带。2）物料泄漏检测器这种装置是基于如下假设而设置的。当输送带被撕裂时，输送带上的物料通过裂口泄漏出来。检测器就是利用输送带撕裂后泄漏出来的物料，触发保护开关指令输送机停车，图13所示的结构是当物料泄漏后进入容器中使保护装置起作用。3）带宽监测器当某一截面的带宽变小时说明输送带可能撕裂，保护装置动作，为使边缘损坏的输送带段能通过宽度监测器而不误停车，监测器中应装有可调的时间继电器。带宽监测器有超声波检测系统和分托辊架式检测器，该装置尚处于研制试验阶段。1.3.4内部检测系统内部检测系统是通过输送带撕裂后，输送带内部物理量的检测，通过信号的撕裂前后的差异来检测出撕裂。1)振动检测装置该检测装置的震动器是一个偏心圆盘，它布置在承载拖辊之间输送带的边缘处，在输送带的另一边设置振动接收器，它以自由回转的棍子与输送带接触，当胶带输送机运转时，偏心圆盘使输送带产生横向强迫振动，振动接收器受输送带发生纵向撕裂时，振动接收器不受振动作用，输出的信号相应减弱，从而使胶带输送机停车。2)超声波检测系统采用超声波探伤的方式在输送带的一侧安放一个超声波发射触头，在输送带的另一端安放接收触头，当输送带没撕裂时，接收触头为某一信号，当输送带撕裂后，接收触头接收另一种信号，通过对比器再通过驱动电路去切断主电流。3)金属线圈系统其最简单的形式是线圈粘贴进输送带的底层，当线圈经过与其不接触的电磁波发射时，线圈中将感应出电流，如果线圈断电，则输送机停运。导磁橡胶检测系统由嵌入覆盖橡胶层的磁化橡胶带组成，磁化橡胶的南北极指向北极指向沿输送带纵向，磁化橡胶带与接收线圈之间安一个强导磁带，这样就构成一个闭合的磁短路环，如果出现输送带撕裂，导磁橡胶与输送带分开，输送带外面就会出现磁场，磁接收装置收到磁信号便会停止运行。4)无触点电子监测器日本采用的输送带防撕裂无触点监测器在输送带内隔50100m布置两个可绕曲的导线框，并在装料点之后的输送带下面设接收、发射天线各一根，当输送带发生纵向撕裂时，导线框和天线之间感应形成的电路被切断，由此输送机停车，这种装置工作频率为300400千周。5)BSE-12型输送带纵向撕裂保护装置这种装置使被监测的钢丝绳芯输送带必须预先埋入监视导线，导线相距为30-60m,1m宽带配一根监视导线,1.2m以上的带宽配有两根监视导线,监视导线形成闭合回路。在装载点前后监视处各安装一个BSE-12型发射机和接收机,在输送带运行过程中,输送带上某一监视导线经过发射机S1时,如输送带未被撕裂,输送带上的导线未断,则接收机E1将通过导线接收发射机S1的信号,输送带继续前进,该导线经过危险点的发射机S2时,如果输送带仍然完好,则E2收到S2的信号,这两个信号先后送入控制装置,证明输送带无撕裂.如输送带在危险点已被撕裂,该监视导线已被拉断,则E2接收不到S2发射的信号,这时控制装置只有前一个信号输出,证明输送带已发生撕裂,于是控制继电器动作,切断整机电源,输送机停止运转。前面介绍了各种外部检测输送带防撕裂装置.作为外部检测装置虽然在一定程序上起到了防撕裂作用,但还不能从根本上保护输送带,其原因在于输送带的撕裂会产生外部态性的变化,但并不是一次撕裂各种形态都出现,所以单纯用某种形式的保护装置是无法确保输送带不被撕裂,这就要求保护装置应能综合各种因素的特点进行检测。另一方面输送带撕裂后其外部性态的变化是很微小的,而无论是输送带还是整机的安装、制造和运行都不能是十分精确的，因而就必须造成检测装置或误动作或灵敏度差。内部检测系统具有动作灵敏可靠的优点，但由于输送带本身制造困难，造价高，输送带不易维修也给其推广使用带来困难。因此，为了防患于未然，设计一个安全、可靠、经济、实用的防撕裂保护装置迫在眉睫。2 纵向撕裂的监测诊断方法概述2.1钢丝绳芯胶带纵向撕裂故障发生机理及工况条件 引起输送带纵向撕裂有多种原因，有在加料站因外来大块废钢或木材将输送带刺穿或由于溜槽的堵塞引起输送带撕裂；头部滚筒清扫器刮板的刀口挂住输送带表面的金属丝；托辊端盖焊接缺陷，如端盖未焊好，自由旋转的端盖就象旋转的刀片一样把输送带割开；长条金属物料夹在溜槽与承载托辊处把输送带撕裂。 根据试验和分析，输送带开始撕裂的部位主要是在给料处。戳穿输送带的物料有：1）大块异物，如带尖角的矸石、铁矿石；2）长条铁、木棒，如铁钎、巷道木柱、废工具。当物料从料斗卸出时，如物料中混有大块异物将被料斗壁1挡住卡在出料口，而对于钢绳芯胶带抗拉强度很高，但由于钢丝绳之间存在着一定的间距（如图2-1所示），当异物扎在橡胶层上后则从钢丝绳的中间把运输带劈开，而运输在不断地进行，造成了胶带的纵向撕裂。另外，当覆盖胶损坏后，钢丝易腐蚀等。图2-1 钢绳芯胶带结构图在综合考虑上述撕裂的可能性后应采用较合理的布置方式，如在初始装料处装上电磁除铁器和金属探测器；在输送带撕裂可能大的地方，宁肯选用普通帆布带而不选用钢绳芯带或合成纤维带；导料槽设计要便于大块物料通过等。多数输送机系统还应装设撕裂检测系统，当输送带发生撕裂时及时检测出，使输送机停运以减少输送带的撕裂。2.2纵向撕裂故障的判断依据及诊断方法通过将近一个月的实地调研，我们了解到输送带开始撕裂的部位85%以上都发生在给料处，而目前国内外的各种检测方法并不能从根本上保护输送带。综合考虑各种因素，我认为防撕裂检测装置重点应在输送机的尾部。现制定方案如下：在机尾的输送带下方的缓冲托辊左右两托辊内各安装一个压力传感器，若压力超过预定的值后并持续一定的时间，则证明输送带有可能或已经发生撕裂，于是控制电路动作，切断整机电源，输送机停止运转。这种检测方法制造、安装均很方便，只要特制几组缓冲托辊即可，又可以防患于未然。3 钢绳芯胶带纵向撕裂监测原理及传感器设计3.1纵向撕裂的监测原理目前对胶带运输机皮带的撕裂监测的研究已有很多，但真正能达到防患于未然的目的却几乎没有。在本设计中的主要设计思想是用隐藏在托辊轴中的压力传感器感受到附加作用力对胶带的作用，通过分析，处理电路所得的信号，再通过计算机对它进行控制。落料口处的胶带最易被撕裂，由于物料从落料口处落下，块大的容易卡在料斗壁与胶带之间，而胶带不停地行走，使卡的力越来越大，最后胶带被撕裂。 为缓和落料口处落料对胶带的冲击，在落料口下铺设三排槽型缓冲托辊，相邻距离为30公分。运用缓冲托辊对托辊有一定的保护作用。运用槽型托辊使同样宽度的皮带装料多且不易撒落。一组槽型缓冲托辊由两个边托辊和一个底托辊组成，压力传感器分别安放在两侧的托辊轴中，所以本设计中共用六个压力传感器，每组两侧的传感器可以感受到其上方及其托辊之间的压力。这样就不会因为压力作用偏到一边，或作用在两组托辊之间而造成测量不精确。因为无论它的作用力怎么偏或斜，它们作用在六个传感器上的力的总和不变。另外把传感器放置在托辊轴中，使得传感器不受灰尘等影响，有利于传感器的保护，同时也使得测量的精度加强。压力通过六个传感器转变成六个电压信号，在监控电路中，加强放大电路将六个电压信号放大相加，为防止误动作，先经过低通滤波电路，滤除一些无用的杂信号，再经过一个积分电路把冲击所带来的大信号滤除，最后把积分所得的结果输入比较器中，若该积分值超过预定的阈值，则比较器输出高电平，向计算机发出中断信号，请求计算机先停止其它操作来处理该指令，计算机发出指令，令控制箱动作，以达到保护胶带的目的。3.2传感器的设计及安装3.2.1传感器的简介从测量对象中直接取出有用信号的装置称为传感器。它的作用是把被测物理量转换为与其相应的容易检测、传输和处理的信号。传感器可以把被测对象如力、位移、振动、温度等的变化转换为可测信号传到测量电路，经放大、分析运算传输到记录或显示器中测量者观察。传感器是测量装置的输入环节，它的性能和可靠性直接影响整个测量装置的性能和可靠性。无论多么复杂的传感器，都是由检测元件及一些中间元件所组成。任何一种元件的特性都可以用典型环节特性来描述。在稳定状态下，传感器的输出量y的变化与引起此变化的输入量（被测信号）x的变化之比称为传感器的灵敏度，可用下式表示 S = dy/ dx 式中S为传感器的灵敏度，也称为元件传递系数。如果输入量为干扰信号，则此灵敏度为干扰灵敏度。整个传感器静态特性的分析应与控制理论相联系。随着科学技术的发展，对检测和转换装置的可靠性要求愈来愈高。所谓可靠性是指工作条件时间内，检测与转换装置保持原有产品技术性能的能力。传感器结构的小型化、微型化和复杂化在一定程度上影响它的可靠性。近年来，研究出确定结构和元件寿命的实验方法。用这种方法获得的数据可以求出整个传感器或电子测量装置的概率寿命。3.2.2传感器的选择设计计算测量皮带运输机所受的附加压力以及煤、胶带重量和托辊的重量所引起的总压力。我们选择了应变式传感器。它的工作原理是当被测压力信号传递到粘贴有电阻应变片的膜片产生变形，电阻应变片组成的电桥对角端有不平衡电压输出，该电压正比于作用在传感器上的被测压力。应变式压力传感器有精度高、体积小、重量轻、测量范围宽、固有频率高同时耐振动、耐冲击，由于应变式压力传感器具有以上的优点，又因为运输机落料口处冲击大、振动大，所以我选择了应变式压力传感器。3.2.3传感器型号的选择单位长度货量决定于胶带上被运载的货物的断面积和货物的密度,对于连续于连续货流的胶带输送机单位长度质量为：q=1000F图3-1 槽型胶带上货载断面货载断面积F是由梯形断面积F1和圆弧面积F2（如图31所示）组成。在胶带宽度B上，货载的总宽度为0.8B，中间托辊长为0.4 B，货载在带面上的堆积角为，其半径为r,中心角为2，则梯形面积为F1(0.4B+0.8B)/2 0.2B tg30=0.0693B 圆弧面积为：F2r/2(2-Sin2)=1/2(0.4B/ Sin)(2-Sin2) 总面积为:F F1+F2 0.0693B+ 1/2（0.4B/ Sin）(2-Sin2)0.0693+1/2（0.4/Sin）(2- Sin2)B根据已知条件：带宽B=1.2m,托辊间距为30cm,运载的货物为原煤，查矿山运输机械设计表28可得30，0.8t/mF0.0693+1/2（0.4/Sin）(2/6-Sin/3)1.2m 0.1415 q1000F10000.14150.8kg/m113.2kg/m它的总质量Q煤0.9q0.9113.2kg101.9kg查文献矿井运输及提升设备得上托辊每米质量为qg10.4kg/m又带宽1.2m的槽型托辊长为0.4B0.41.20.48m每节上托辊的质量为Qg10.40.484.992kg又因为在运输机的尾部安放三组缓冲托辊，而每组槽型托辊由三个托辊组成，因此托辊的总质量为Qg4.992944.928 kg图3-2 传感器安装示意图又根据连续运输机表127，选取Gx4000皮带，其每米质量为q。57kg/m。在检测部分钢绳芯带的质量Q。570.951.3kg据试验（如图32所示）可得，当附加力超过200kgF时，才有可能发生皮带撕裂。据上面所得的数据，选择安徽电子科研所生产的TL3型拉力传感器，其测量范围为500kgF。每10V电压，输出18mv,受力500kgF，则它的灵敏度为18mv/10v500 kgF0.910mv/vkgF3.2.4传感器的安装带式输送机的装载处由于不可避免的物料对托辊的冲击，容易引起托辊的损坏，故采用缓冲托辊，传感器就安装缓冲托辊中，如图32所示为了检测方便和对撕裂装置的保护以及维修，我选用了传感托辊，即在不改变别的图3-3 传感器安装图装置的前提下，把槽型缓冲托辊的左右两个换成传感托辊，除两根托辊轴之外，其余零件与通用托辊相同。两根托辊轴中，一根中空，另一根为实心轴，整个轴组装后，将引出线用环氧树脂固压在轴孔内，传感器与轴接触面加环氧树脂固紧，其安装图如图33所示。3.3传感器的工作原理等参数通过它们产生的金属变形转换成电阻变化的检测元件，这种传感器具有体积小、动态影响快、测量精度高等优点。3.4应变片的结构形式应变片有多种形式，目前常用的有两大类金属应变片；半导体应变片。金属电阻应变片有丝式、箔式和薄膜式等。我选用T箔式传感器，箔式应变片是用光刻技术，将金属箔腐蚀成栅状，箔的厚度一般在0.0030.01毫米，上下粘有绝缘衬薄膜 。它具有制造工艺性好，使用时散热条件好等优点，有逐步代替丝式应变片的趋势。丝式应变片是一根金属丝弯成栅状，并粘贴在两绝缘衬底中，电阻丝两端焊有引出线。半导体应变片由P型硅单晶片和胶膜衬底、引线等组成。它的频率响应高，比金属应变片高几十倍。此外还可制成小型、超小型。但是，它的缺点是电阻温度系数大，稳定性差，应变电阻变换的非线性较大。3.5应变效应单根导线可用式RL/S来表示，如果沿整条电阻线作用的均匀应力，由于L、s的变化引起电阻R的变化，对上式全微分得dR/SdLl/sds+L/Sd用相对变化量dR/R表示得： dR/RdL/Lds/s+d/ 或R/RL/LS/S + / 对于半径为r的圆电阻丝，其截面积sr因此ds2rdrds/s2r/drr2dr/r 纵何应变dl/l和横向应变dr/r的关系可用泊松比从来描述dr/r(dl/l) 因此ds/s 2(dl/l) 2 试验表明，电阻率的变化与电阻丝的应力有关。d/l 式中l电阻材料的压阻系数而E因此 d/lE 总结上述各式得dr/Rdl/l+2(dl/l)+lE(dl/l)(1+2+lE)此式就是应变效应的表达式，应变灵敏度系数K为：KdR/R/1+2+lE K应变片的灵敏系数灵敏系数前两项是几何尺寸变化引起的。对于金属丝应变片来说，其lE值很小，可以忽略不计。因此，其灵敏系数K（1+2），其值在12之间。但半导体材料的lE值却很大，其值在60170之间，远远大于（1+2）。因此，半导体应变片的灵敏系数K远比金属丝应变片大。3.6工作原理我设计的压力传感器采用的是应变式压力传感器即箔式传感器，其内部是一个由四个阻值相等的金属箔电阻应变片组成的全桥电路，如图34所示。其供桥电压为一恒定的直流电压（由稳定电源提供），传感器不受力时，电桥处于平衡状态，输出电压U为零。当其受到一定的压力作用时，相对桥臂上的应变片阻值同时变化，一对变大，另一对变小，使电桥失去平衡，在输出端产生一个电图3-4 桥式电路原理图压信号，该电压值的大小便反映了应变片的大小，也就反映了引起应变片应变的压力值的大小。当应变引起的阻值变化为R时，可以得到下列式子：UR/ R Ucc （3-1） 其中：Ucc、U分别为供桥电源电压和输出桥压。设应变片的灵敏度为K1，则有R/RK1 （3-2）应变片处传感器所受的压力为：E （3-3）其中：E为传感器材料的弹性模量。而对于确定形状的传感器，它所受的压力或拉力F与应变片处的压力有一个确定的关系，且通常是一种线性变化关系，令:K2F （34）将（34）式代入（33）式，式（33）代入式（32）再代入（31）式得到下式:Uk1k2/EUccF 由上式可见当传感器的材料确定，形状确定，所用应变片确定且供桥电压稳定时，则电桥的输出电压与传感器所受的拉力或压力成确定性的正比关系。令常量k1k2/EK，则有以下两式UKUccF （36）R/RKF （37）箔式应变传感器输出的桥式信号有着这样两个特点：1）输出信号较小，通常单位供桥电压下的满量程输出只有几个毫伏以下；2）当供桥电源电压不稳时，其输出信号会产生误差，由稳定电压带来50Hz信号干扰是常见的。鉴于电桥输出信号的上述特点，同时考虑到每个力传感器的输出信号有着相同的特性，所需的处理、变送方法也相同，可通过相加共用一个处理变换电路，所以我们将来采用这样一些处理变换电路，如图35所示。由两个力传感器分别测得加在缓冲托辊上的重力，两者之和的1/2为整个托辊组所受到的压力值。因此，首先需将两传感器的输出信号加起来，同时由于信号较弱，予以放大是必须的，所以把加法和放大电路并在一起，然后考虑到被测的力信号是一个缓变的低频信号，再使之通过一个低通滤波器和50Hz陷波器以滤除已经放大的高频干扰及50Hz干扰信号，最后将处理好的信号积分以后送给单片机的快速输入口，进行后续的采集和计算。以下就是传感器的供电问题以及上述各级处理的电路的设计原理作一个简单的介绍：图3-5 信号处理电路3.7传感器供电电源4 传感变送电路的设计4.1概述通过一个加法电路把经过传感器转变而成的六个电压信号放大相加，为图4-1 信号处理电路了防止误动作，先经过低通滤波滤除一些无用的信号，再经过50/60Hz陷波滤波电路滤除电源所带来的频率，然后经过一个积分电路把一些冲击所带来的大信号滤除，最后把积分所得的结果输入比较器，若该积分值超过预定的阈值，则比较器输出高电平，向计算机发出中断信号，请求计算机先停止其它操作来处理该命令，计算机发出指令，令控制箱动作，切断整机电源，其原理框图见图41。图4-2 加法放大电路原理图4.2加法放大器的设计4.2.1电路的功能加法运算器是指输出信号是几个输入信号的和。根据求和端子的不同有反相加法器和同相加法器。在设计中我选择了反相加法器。4.2.2电路的工作原理电路的工作原理图如图42所示。根据运算放大器的“虚短”和“虚断”性质，可以列出下列方程：U-U+0I1(Ui1U-)/ R1Ui1/ R1 I2(Ui2U-)/ R2Ui2/ R2 I3(Ui3U-)/ R3Ui3/ R3I4(Ui4U-)/ R4Ui4/ R4I5(Ui5U-)/ R5Ui5/ R5I6(Ui6U-)/ R6Ui6/ R6IfU-Uo/ RfUo/ Rf I1+ I2+ I3+ I4+ I5+ I6If由上面关系可求出输出电压：U0=-(Rf/R1Ui1+ Rf/R2Ui2+ Rf/R3Ui3+ Rf/R4Ui4+ Rf/R5Ui5+ Rf/R6Ui6) 取R1R2R3R4R5R610K，放大倍数为10倍则Rf10R1100 KUo10（Ui1+Ui2+Ui3+Ui4+Ui5+Ui6）平衡电阻R1R1R2R3R4R5R6Rf 1.639 K4.2.3元件选用因为放大电阻的放大倍数由R1、R2，R6，Rf确定，所以这些电阻用了稳定性比较好的金属膜电阻。根据本电路的各项参数要求选用A07放大器。4.3低通滤波器4.3.1电路的功能这种电路一直被作为源滤波器的基本电路使用，可作为各种解调（检波）电路的载波滤波器，传感器放大器滤除噪声用的低通滤波器以及简单的抗折迭滤波器使用。相当于缓冲放大器的A部分，以往都采用射极输出器等电压输出电路，这里使用OP放大器可以减少直流漂移。4.3.2电路工作原理如图4-3所示，12db/oct巴特沃次（最平坦特性）滤波器电路的Q值须为0.707才能获得最平坦特性，并且对于C2来说，反馈电容C1应取大容量。图4-3 滤波电路原理图以保证达到规定的Q值。为了使Q0.707，C1和C2必须满足C14QC12C2的关系。计算实际参数时，按C12Q/2flRo，C21/2Q2flRo计算，这样C1与C2不平衡，因此可以反过来演算Q值。 截至频率的选定虽然具有一定的自由度，但是Ro的阻值过大，就会受OP放大器输入偏流的影响而产生失调，应计算IRo，分析一下是否有问题，这里在反馈回路中加了R3以抵消输入偏流。本电路中，A1时，Q0.5，与无源滤波器无区别。当A大于1时，Q1/（B-A），12db/oct的巴特沃次滤波器A0.707，A可假定为：A3（1/Q）1.585，根据R4R3（A1），当R310K时，R4可取5.85K，用5.1K和750K串联而成。采用这种方式可具有A1.585的通常增益，再用接在前极或后级的电路使其衰减1/1.585。反馈电容C3的作用是抑制因OP放大器的输入电容C1产生的尖峰。当fl100KHz时，若Ro10 K，则Co160PF，OP放大器的输入电容C1或寄生电容就会产生影响，所以Co必须从计算值中减少510PF。另外，OP放大器可换成单增益宽带产品。4.3.3元件的选用 在本电路中，选用OP07运算放大器，取R110K,R2=10K,C1=C2=0.1f，R3由5.1和750的电阻串联而成。4.4陷波滤波器4.4.1电路的功能只滤除或衰减特定的频率时，可使用陷波滤波器。例如用它滤除电源频率引起的交流声、滤除基波后测量波形失真率等。采用双T电路时，如果采用大的Q值，无用的频率（衰减度最大）附近的信号也会跟着衰减，因此陷波器的Q值要求可变。4.4.2电路工作原理其原理电路图44所示。双T电路由3个电阻、3个电容组成，基本上是双对图4-4 陷波滤波原理图称型的。单个无源滤波元件其衰减特性Q0.25，具有很好的宽频响应特性。参数确定：R2R3,C1C2,R4=R2/2,C3=2C1,f。1/2R2C1,在衰减极点处谐振。如果偏离以上条件，就不能获得最大衰减量，同时须注意各种元件的误差。OP放大器A1A3均起缓冲放大器的作用，A2用来加正反馈以改变阻抗，反馈量由R5和R6的分压值确定。无反馈时的Q为0.25，如果设反馈后的Q为Q则：Q1/41/(1-k) 式中KRa/Ra+Rb分压系数，便可以使Q值大幅度改变。为T确定Q值，便可进行以下计算： K=1-（1/4Q） 设：Rt=Ra+Rb 则 Ra=KRt R3=(1-k)Rt 增加可变电阻VR1，然后可设定Q的可变范围。电路图中列出参数是按Q=110，Rt=10K计算结果，VR1的滑动触点方向是靠近R1时Q值增大。 关于陷波频率的设定，首先应设定电容器E6系列中没有容量正好成2倍增长的产品，因此C3可用与C1相同的两个电容并联而成。 当F0=50HZ时，若假定C0=0.047uf,则R0=67.72K（近似68 K）F0=60HZ时，R0=56.44K（近似56 K）R4由这两个电阻并联而成。4.4.3元件的选择OP放大器应选用适应陷波频率的产品，50/60HZ的陷波滤波器可使用通用OP放大器。电阻可采用的误差为1%的金属膜电阻。确定了所需Q值之后，如果不再需要调整，最好去掉VR1，因为即使加了VR1，一边观察频率特性，一边调整也是相当的困难的。C1C3用聚酯薄膜电容，最好选用误差为1%以内的产品，不过也可以从误差5%的元件中挑选，再用电阻值微调。元件的具体选用见下表：代号名称、规格数量R1、2、3、4、5、61/4W1%金属膜电阻6C1、2、3聚酯薄膜电容3A1、2、3运算放大器34.4.4应用说明为了与50Hz、60Hz电源频率相对应，可以更换双T电路，或者把本电路的陷波滤波器作为50Hz和60Hz两极串联。如果使用频率限制滤波器测量失真时，可进行3级串联调谐设计，使之具有中心频率1%的衰减带宽。4.5 积分电路的设计4.5.1引言 一般来说，积分器的输出信号变化缓慢，而且有很长的稳态时间周期。在这种情况下面临的主要困难通常是直流漂移和漏流参数。 在设计运算放大器积分器时，必须对付的特殊误差参数是：1）运算放大器输入偏置电流；2）运算放大器输入失衡电压；3）电容器介质漏电；4）电容器介质吸收；5）置位/复位开关时间。运算放大器积分器的基本工作原理类似于反相放大器，唯一的差别是输入电流不再传送给电阻，而是传送给电容器。U0=1/RCUi2=Cdu/dti1=u1/RU0(s)=1/RcsU1(s) Uc=Uoi2=-i1 恒定的输入电压U1将引起一个恒定电流i1流入反馈电容器C。电流i2(i1=-i2)将促使电容器电压一定的变化率Uc/t递增i2=CUc/t因为求和接点是虚地，所以电容器的两端的电压等于输出电压Uo，固有i2=CUo/t因为i1=-i2,所以：i1=-CUo/t又因为i1=U1/R所以U1=-Rc(Uo/t)Uo=-(1/RcU1t)更准确的表达式是：U1=-Rc(du/dt)U0=-(1/Rc)u1dt至此我们来分析一下积分器的常见误差4.5.2运算放大器偏置电流不难看出从求和节点流入反馈电容器电路的任何额外电流都会引起电器的充电率出现误差。运算放大器输入晶体管的偏置电流将造成这种影响如果让这种积分器的输入开路，i1应当为0。所以，如果输出电压过一段时间后偏离零值，那必然是由于运算放大器的输入端偏置电流对电容器进行充电所致。I偏置=C(Uo/t) 如果使用斩波稳定式运算放大器或低漏流的FET输入管运算放大器，就可以最大限度地减小这种影响。另一种方法是把一个输入电阻接到求和接点，并使这个电阻上流过的电流与偏置电流大小相等但方向相反，这样便可以抵消偏置电流。但是，由于偏置电流通常随温度而变化，所以，抵消网络还必须配有温度补偿电路。4.5.3运算放大器失衡电压如果i1不是严格等于E1/R1，就会出现另一个误差电流。输入失衡电压可以引起这种误差。这个电压求和节点偏离地电位，所以流经R1的实际电流是：i1=(U1-Voff)/R1误差电流为：Ierror=Voff/R1当输入U1接地时，这个误差电流（Ierror）将对反馈电容进行充电。Ierror=C(Uo/t)如果从外部把运算放大器的失衡电压调到零，就可以把这种误差减至最小。由于失衡电压随温度而变化，因此，解决这个问题的最好办法通常是使用低漂移的斩波稳定式运算放大器。4.5.4电容器介质漏电电容器介质漏电所引起的误差是使输出电压“掉下来”，它等效于在电容器两端直接并联一个电阻。其结果是电容器无法永远保持它的电荷，而是通过自身的旁路电阻逐渐把电荷放掉。为了减少这种影响，最好是使用聚苯乙烯电容器。这类电容的体积比其它电容稍大些，但是，如果尺寸太小是主要考虑因素的话，则可以使用聚碳酸脂电容和聚脂电容器。后两类电容器的介质漏电稍大些。一般来说，为了尽可能减小电容器介质漏电的影响，这几类电容器 的容量应选不大于110F。4.5.5电容器介质吸收这种效应所引起的输出误差通常非常难以捉摸，往往很容易引起误会。一般来说，如果要求的精度优于0.1%，这个误差就非考虑不可。介质吸收效应的道路有点象剩磁效应。所有的介质材料都有不同的静电“剩余”性质。介质分子的“偶极子”必须顺着外加静电场的方向排列整齐。这就是电容器何以能够保存电荷的原因所在。但是，与大多数其它物理现象一样，这些偶极子也是力图阻止这些变化。引起的表面效应是我们可以观察到如下的现象：如果我们把一个完全不带电的电容器充电到1V，再撤掉电压源并精确测量这个孤立电容器两端上的电压，我们就会观察到当撤掉电压源时，电容器电压很快下降到稍低于1V，这是因为在外电场撤除后，少数偶极子迅速恢复到它们的“原始”位置。如果还象前述那样再用1V电压源给这个电容器充电，然后撤掉电压源，那就会看到电容器保存的电压更接近1V。如果继续这样做下去，电容器最终将能够在所要求的精度范围内保持住1V的电压。现在如果把这个电容器电路，以便使它再次变成不带电。那么，在OV附近还会出现上述那样的现象。电容器在最初被短路之后还会把原来的1V电荷保留下一部分，一直到重复了好几次之后，所有偶极子才恢复原位，电容器才完全不带电。为了减少这种效应，最好还是使用聚苯乙烯电容器。同样，如果体积是重要的限制因素，次好的选择聚碳酸脂电容器。如果使用聚脂电容器或其它的劣质介质电容器（如陶瓷电容器和云母电容器），性能将变的越差。4.5.6置位/复位开关时间一般来说，积分器的大多数开关误差是由电路元件组合网络的“RC时间常数”图4-5 积分原理图造成的。这些RC常数在积分器从一种工作方式切换到另一种工作方式时起交替作用。现在以图45为例来说明这种误差。比方说，我们是先把反馈电容C1充电到电压Ei，也就是先置好积分初始状态，然后才把网络切换到积分工作方式。在积分期间Uo=1/(R1/C1)toU1dt(Rb/Ra)Ei 即：Uo=106 /(10K0.01)0tU1dt(1K/1K)5V=104toU1dt5V由图可见，在“置位”期间，输出须经过一定的时间才能达到初始状态。显然，如果置位周期不够长，输出就不能达到规定的初始值。这就造成了积分器在积分期间已有了一个输出误差。这就是所谓的“置位/复位开关时间误差” 。为了保证输出能够在预定的精度范围内达到初始值，“置位”周期就必须足够长（比方说，如果规定的精度为0.1%，则置位周期至少应为RbC1值的7倍）。在这种情况下，Rb是设计的限制因素。Rb的阻值越小，在相同的达标时间条件下输出电压初始值的精度就越高。但是，Rb的阻值最终将受到运算放大器电流输出能力的限制。鉴于上述原因以及本设计电路的要求，我们选择了FET复位电路。4.5.7 FET复位电路电路原理图见46Uo=-(1/R1C1)U1dt 这是一个既简单又非常有用的积分器。晶体管Q1（FET）用来作为把输出复图4-6 FET复位电路位到零的开关。输入信号U2来自+5V的555定时器电路（详见第六节）。如果使用FET运算放大器或斩波稳定式放大器，这个网络的输出精度可优于1%。复位开关速度受到FET晶体管Q1的通导电阻（Ron）的限制。这个电阻通常为101000，具体视FET的类型而定。对于图中所示的这种通用FET晶体简，Ron约为100。复位精度取决于Ron与C1所组成的时间常数。当t=时，输出从初值下降到63%，即精度只有27%当t=2时，精度提高到13%当t=3时，精度为5%当t=7时，精度达到0.1%。所以，在上述电路中，复位时间必须为7才能达到0.1%的精度。FET开关管（Q1）的栅极（G）和漏极（D）之间的漏电流是引起误差是另一个因素。这个电流将流经R1，造成失衡，使C1被充电。但是，如果选用优质的FET晶体管，这个电流可保持低达1PA。FET晶体管的周围以及运算放大器求和节点附近的所有表面都必须保持清洁。任何端点之间的表面如果弄脏了，端点间的电压梯度都会引起额外的漏电流。所有的积分器对这种影响十分敏感。为了尽量减小电压梯度，往往需要使用静电屏蔽技术。FET开关的一个优点是漏电容小。栅极与漏极之间的电容一般在2PF以下。其它的优点是成本低、电路简单，因此在本设计中，我们选用了FET积分电路。4.5.8积分器参数的确定在本设计中，若所确定的积分时间过大，则肯定不会误报警或误动作，但易发生漏报警。若所设定的积分时间过短则容易产生误报警或误动作。这是确定积分时间的一个矛盾所在，在综合考虑各种因素后，我们设定积分时间=200ms，则=R1C1=200ms因为反相积分器中的输入电阻Rif=R，所以往往希望R取值大一些。但是加大R后，势必减小C值，加剧积分漂移。若C值取得过大，又会带来漏电和体积等方面的问题。因此，一般选R满足输入电阻要求的条件下，尽量加大C值。但一般情况下积分电容的值均不宜超过1F。选C1=0.5F 又=R1C1=200msR1=400K则复位时间常数= RonC1=0.510-6 100s=50s所以在本设计电路中，复位时间至少为350s才能达到0.1%的精度。4.6 定时触发电路因为积分器需要定时清零，这就需要一个定时的触发器。而555定时器的一种基本应用模式是用作多谐震荡器产生触发脉动，使得积分器放电。4.6.1 555作为多谐震荡器的工作原理 如图4-7所示，将555定时器外接两个电阻Ra,Rb和一个电容C，便构成无稳态图4-7 定时电路原理图多谐震荡器。因为555定时器脚悬空，故上比较器A1的基准电压是2/3Vcc,而上比较器的基准电压是1/3Vcc。 刚接通电源的瞬间，定时电容C两端电压为零，触发端脚电位低于1/3Vcc，A2输出高电平使定时器引脚输出高电平接着电源Vcc经电阻Ra,Rb对电容C充电，使电容端电压Vc上升，当Vc上升到上升到大于上比较器的基准电压2/3Vcc时，定时器引脚输出低电平电容C通过Ra,Rb放电，使电容的端电压逐渐下降。当电容电压降到低于1/3Vcc时下比较器输出翻转，变为高点平，脚输出为高电平，电源Vcc又通过RA和Rb向电容C充电，电容电压由1/3Vcc开始上升到2/3Vcc时，输出发生翻转；如此往复，电容电压Vc(t)在1/3Vcc与2/3Vcc之间周期地充电和放电，使脚输出电压V0周期性的跳变，形成自激振荡。如图4-8所示：图4-8 输出波形图4.6.2占空系数可调的振荡器在本设计中定时器选用占空系数可调的振荡器。选择555多谐震荡器的定时电容C的充放电采用不同的通道，则可扩大振荡器占空系数的调整范围。图4-9电路在基本555多谐震荡器中增加了可调电阻Rw和两个引导二极管，使电容C有不同的充放电通道。充电回路是Rb-D1-C，放电回路是D2-Ra-脚。该电路的振荡周期为：T=T1+T2=0.8(Ra+Rb+Rw)C其中：充电时间t1=0.8RbC 放电时间t2=0.8RaC图4-9 占空比可调振荡器4.6.3定时参数的确定由于积分器积分时间为200ms，则可确定充电时间为200ms，则t1=0.8RaC=200ms，先假定Ra的阻值范围为数十千欧姆数百千欧姆，然后计算C的容量因为C=20010-6/0.810=0.2510-6F,所以取C的容量为0.25uf，Ra的阻值则为200ms/0.8C=1000k。而积分器的复位时间为350s，所以定时器的放电时间为350s，为防止逻辑电平导致积分器一直处于放电状态，所以我们选取一个反向比例电路如图4-10所示。把电路定时器的输出变成一个高电平为0v，低电平为-12v。而积分电路中的耗尽型图4-10 反向比例电路NMOS场效应管UasUas(off),不论栅源电压Uas是正、零或负都能控制漏极电流I0。由于信号源不须提供栅极电流而漏极电流只受信号电压控制，因此场效应管是一种电压控制器件。所以当定时器输出高电平+12V经反向比例电路输出变为-12V使得U0Uas(off)=-4v,场效应管截止积分器继续积分；当定时器输出为低电平0v时经反向比例电路输出也是0v，这样U0Uas(off) 场效应管导通使得积分器中的电容开始放电直至U0Uas(off)。这样定时器电路就实现T电积分器定时清零的工作。4.7 比较器电路4.7.1引言比较器分为两大类：（1）电压输入型；（2）电流输入型。电压输入型比较器在输入电压信号超过基准阈电压时便发生切换。必须记住，这个基准电压决不能大于放大器的输入共膜电压极限值。电流输入型比较器在输入电流信号越过基准阈电流时便发生切换。产生基准电流的办法通常是在基准电压源与运算放大器的求和点之间接入一个适当的电阻。在在这类比较器中，输入共膜电压不是考虑的因素。不管是哪一种情况，输入信号都必须在到达阈电压后再越出一定的量，比较器才会发生切换。4.7.2比较电路的设计根据本电路设计的要求，我选用了专用IC组成的高速比较器。其电路图如图411所示。图4-11比较电路原理图1）电路的功能通用电压比较器用来测定输入电压是大于还是小于基准电压，并输出逻辑电平。如果把基准电压定为零，这种电路也可用作正弦波等的过零检测。通用比较器的典型芯片有LM311、LM339等，它们的响应时间都比较长，约为200ns1s。在本设计中我选用了LM319N型芯片。2）电路工作原理LM319N是一种二级高速比较器芯片，响应时间短，约为80nstyp,芯片差动输入范围为5V，所以在输入端加了保护二极管D1、D2。电阻R2、R3用来确定滞后电压以消除突跳（跨越基准电压时产生的振荡），如果把R4接电源电压+Vcc，滞后电压则为：Vh = VccR2/(R2+R3) Vcc=+15V时，Vh=148mvVcc=+5V时, Vh=49.5mv由于滤波器的作用使得积分所得的结果会有不同程度的减少，因此阈值电压必须经过实际工作现场进行调试、标定。在本论文中我选用了变阻器进行比较器阈值电压的确定，而我在本电路选用了下行的比较器，若积分电压超出阈值电压，则输出的逻辑电平是低电平，反之若低于阈值电压时，则输出的逻辑电平是高电平。因此这就需要用一个元件来控制它，使得当积分电压超过阈值电压时，输出为高电平，触发中断，使得监测系统工作。在本设计电路中我选用了NPN型硅三极管，由它输入特性可得，三极管也有一段死区电压。只有当加在发射结的电压大于死区电压时，三极管才会出现基极电流IB.硅三极管的死区电压约为0.5V，锗三极管的死区电压为0.2V。因此当积分电压超过阈值电压时，比较器输出低电平，使得三极管处于截止区，此时发射极E结处于零偏置或反向偏置。处在截止区下的三极管IB=0，但集电极仍然存在一个很小的电流，即IC=Iceo。一般情况下，Iceo很小，可忽略不计，认为三极管的集射极间设有电流，相当于开关断开，此时，集电极输出的电压不为0，即当积分结果超出阈值电压的变送电路向计算极管理系统发出脉冲信号。又因为根据三极管的输入特性，正常工作时，发射结电压Ube=0.60.7V，当积分结果低于