大功率高频开关电源变压器的优化设计.doc

国内图书分类号：TM433西 南 交 通 大 学研 究 生 学 位 论 文大功率高频开关电源变压器的优化设计年 级 二OO六级 姓 名 张朋朋 申请学位级别 工 学 硕 士 专 业 物理电子学 指 导 教 师 刘庆想 教授 二OO九年 五 月Classified Index:TM433Southwest Jiaotong UniversityMaster Degree ThesisOPTIMUM DESIGN OF HIGH-POWER HIGH-FREQUENCY SWITCHING POWER SUPPLY TRANSFORMERGrade: 2006Candidate: Zhang PengPengAcademic Degree Applied for: Master DegreeSpeciality: Physical ElectronicsSupervisor: Liu QingxiangMay.2009西南交通大学学位论文版权使用授权书本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，同意学校保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阅。本人授权西南交通大学可以将本论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复印手段保存和汇编本学位论文。本学位论文属于1保密，在 年解密后适用本授权书；2不保密，使用本授权书。（请在以上方框内打“”）学位论文作者签名： 指导老师签名：日期： 日期：西南交通大学学位论文创新性声明本人郑重声明：所呈交的学位论文，是在导师指导下独立进行研究工作所得的成果。除文中已经注明引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写过的研究成果。对本文的研究做出贡献的个人和集体，均已在文中作了明确的说明。本人完全意识到本声明的法律结果由本人承担。本学位论文的主要创新点如下：采用三维有限元技术计算了高频变压器中的分布参数，提出一种根据充电电流波形测量分布电容的方法。 学位论文作者签名： 日期： 摘 要随着电源技术的不断发展，高频化和高功率密度化已成为开关电源系统的研究方向和发展趋势。变压器是开关电源的核心部件，并且随着频率和功率的不断提高，其对电源系统的性能产生影响也日益重要。因此，大功率高频变压器的优化设计是实现开关电源发展目标的关键。本文针对大功率高频谐振式电容器充电电源变压器进行优化设计，从减小电源系统体积、提高电源系统效率的角度出发，寻求高频变压器的优化方法。首先本文分析了谐振式开关电源变压器所处的工作状态，比较了不同矩形比磁心材料在该工作状态下磁通密度的工作范围，为高频变压器磁心材料的选取提供了指导原则。然后在对变压器磁心和绕组进行详细分析的基础上，用MATLAB软件编写了变压器损耗、分布参数、体积和重量的计算程序，从解析角度出发，初步实现了高频变压器的优化设计。接着本文采用有限元软件ANSYS对高频变压器中难以准确解析计算的分布参数、温度场和电场分布进行了三维仿真分析，从仿真结果可以更准确地得到了漏感和分布电容值，并可以直观地观察变压器内部温度场和电场的空间分布，为变压器的冷却系统和绝缘设计提供了数据支持，且缩短了设计周期，降低了研制成本；在此基础上对初步优化后的变压器参数进行调整，完成设计。最后本文根据解析法所得优化结果，结合ANSYS仿真分析，对42kW高频变压器进行了优化设计，并通过实验测试验证了设计的合理性。关键词：大功率 高频 开关电源变压器 优化设计 ANSYSAbstractWith the continuous development of power technology, high-frequency and high power density switching power supply has become the direction of the research and development trends. Transformer is an essential component in switching power supply, and its impact on the performance of the system also become increasingly important with higher frequency and higher power levels. Therefore, the optimal design of high-power high-frequency transformer design is quit pivotal to the goals above.The optimal design aims at high-power high-frequency resonant capacitor charging power supply(CCPS) transformer, and optimal method is sought from the reducing volume and improving efficiency of power supply system point of view in this thesis. First, the working state of resonant CCPS transformer is analyzed, and a guiding principle of core material selection is provided, which is based on the comparing material magnetic flux density working range with different rectangular ratio in this state. Secondly, on the basis of detailed analysis on the core and winding in transformer, a program to calculate losses, distribution parameters, volume and weight, is written using the Matlab software. Then optimal design of high-frequency transformer has been realized initially from the analytical point of view. Thirdly, three-dimensional simulation is studied to analyze distribution parameters, electric field and temperature field distribution which are difficult to calculate accurately using analytical method. From the simulation results, more accurate leakage inductance and distributed capacitance value can be gotten, besides temperature field and electric field spatial distribution can be observed directly, which shortening the design cycle, reducing the development cost, and providing data to support transformer insulation and cooling systems design. Then transformer design is completed after the adjustment of parameters gotten by initial optimal design. So the optimization results are obtained based on analytical method and ANSYS simulation analysis. Finally 42kW high-frequency transformers are produced, and the reasonableness of optimal design is verified through lab experiments.Key words: high power, high frequency, switching mode power supply transformer, optimum design, ANSYS目录第1章 绪论11.1 本课题的研究背景及意义11.2 国内外研究现状11.3 本文主要研究内容4第2章 高频开关电源的工作原理52.1 高频开关电源的构成及分类52.2串联谐振CCPS工作原理52.2.1 串联谐振CCPS充电过程分析62.2.2 串联谐振CCPS输出特性分析10第3章 高频开关电源变压器的优化设计133.1变压器工作原理及分类133.2 高频开关电源变压器磁心分析133.2.1 软磁材料的发展历程133.2.2 串联谐振CCPS对磁心材料的要求153.2.3 磁心损耗特性203.3高频开关电源变压器绕组分析213.3.1 绕组损耗213.3.2 绕组结构223.4 高频开关电源变压器的优化设计243.4.1 设计参数243.4.2 优化设计27第4章 基于ANSYS的高频变压器仿真研究334.1 有限元法及ANSYS简介334.1.1 有限元法简介334.1.2 ANSYS简介344.2 高频变压器的仿真研究354.2.1 高频变压器漏感的仿真研究364.2.2 高频变压器分布电容的仿真研究394.2.3 高频变压器热仿真研究404.2.4 高频变压器电场仿真研究43第5章 大功率高频开关电源变压器的研制与应用455.1 参数测试455.1.1漏感的测量455.1.2 分布电容的测量465.2 CCPS中的应用及分析47结论49致谢50参考文献51附录155附录258攻读硕士学位期间发表的论文61第1章 绪论1.1 本课题的研究背景及意义开关电源因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点被广泛应用于工业、民用及军事电子设备的各个领域，成为现代电子设备的重要组成部分，近年来已成为世界各主要国家尤其是发达国家研究的热点，其发展趋势和追求目标是频率和功率密度的不断提高123。高频变压器是开关电源的核心部件，是实现能量转换和传输的主要器件，又是开关电源体积和重量的主要占有者和发热源，一般占开关电源总体积的25%并超过总重量的30%4；随着开关电源的高频化，变压器的分布参数对电源系统性能的影响变得越来越重要5；同时大功率化带来的绝缘和散热问题，也增加了高频变压器的设计难度，并成为影响开关电源系统的寿命和可靠性的重要因素6。因此，高频变压器的优化设计是实现开关电源高频化和高功率密度化目标的关键。1.2 国内外研究现状20世纪60年代以前，人们普遍采用的是线性调节器式直流稳压电源，即传统的线性电源，这类电源由于串联晶体管的高损耗和工频变压器较大的体积和重量，使得其效率低、很难实现小型化，功率密度一般仅为。20世纪60年代，开关调节器式直流稳压电源（开关电源）由于具有功率转换效率高、稳压范围宽、功率密度比大、重量轻等优点，取代了线性电源。1964年，日本NEC杂志发表了两篇具有指导性的文章：一篇为“用高频技术使AC/DC电源小型化”；另一篇为“脉冲调制用于电源小型化”。这两篇文章指明了开关电源小型化的研究方向，即高频化和脉冲宽度调制技术。1973年，美国摩托罗拉公司发表了一篇题为“触发起20kHz的革命”的文章，从此在世界范围内掀起了高频开关电源的开发热潮，并将DC/DC转换器作为开关调节器用于开关电源，使电源的功率密度由增加到。1980年以前，DC/DC转换器的开关频率为2050kHz，从20世纪80年代起，由于一些新功率半导体开关器件、功率模块和高频磁性材料的出现，提高开关频率已成为减小开关电源体积和重量的主要手段，同时也改善了开关电源的动态性能7 89；八十年代国外开关电源的研究频率就已经在 110MHz1011；二十世纪末期，国外开关电源的功率也迅速得到提高，1030kW的大功率开关电源在产品上已很成熟，更高功率的开关电源也有很快发展，如俄罗斯研制的用于雷达发射机的140kW开关电源12。目前国外0.53MHz 的高频开关电源已实用化1314，200500kHz已成为输出100W以下开关电源的标准开关频率，开关电源的功率密度已向的目标发展7。开关电源的高频化和高功率密度化的发展趋势增加了变压器优化设计的难度：一方面高频化缩小了变压器的体积并增加了磁心和绕组中的损耗，导致变压器发热严重且散热表面减小，这对高频变压器的散热设计提出了更高的要求；另一方面开关频率的增加导致变压器中的分布参数，即漏感和分布电容，对变换器的性能产生重要的影响。对于开关式变换器来说，漏感会引起电压尖峰，对电路中的器件产生损坏，分布电容会引起电流尖峰并延长充电时间，增大开关以及二极管的损耗，降低变压器的效率和可靠性15，因此在这种工作模式下希望尽可能的减小变压器中的分布参数；对于谐振式变换器来说，可以对变压器中的分布参数加以吸收或利用，全部作为谐振参数或其中的一部分，且解决了减小漏感和保证绝缘强度这一矛盾16，因此在这种工作模式下，需要准确预测漏感和分布电容的值，以满足电源系统对谐振参数的要求。可见在高频化和高功率密度化的过程中，变压器的优化设计关键在于解决以下问题：合理选取高频磁性材料和磁心绕组的结构；准确计算磁心和绕组损耗；准确计算高频变压器漏感和分布电容；合理设计冷却系统。高频变压器中最常用的软磁材料有铁氧体、坡莫合金和非晶态合金。软磁材料在工业中的应用始于19世纪末，20世纪20年代出现了坡莫合金，40年代生产出了软磁铁氧体材料，进入70年代又兴起了非晶态软磁合金和纳米晶材料17。各种磁性材料均有其特点和最佳应用环境，因此进行高频变压器设计的首要问题是根据磁心的工作条件选取最佳的磁性材料。高频变压器参数的计算方法可分为两类：一类是解析法，一类是数值模拟。1966年Dowell提出了著名的Dowell模型，用于计算交流电阻与直流电阻之间的换算系数18。应用这一模型可以方便计算绕组的高频损耗，此后众多学者又通过引入修正系数的方式对Dowell模型做了修改和发展1920。1892年Steinmetz提出了著名的用于计算磁心损耗的经验公式，该经验公式中的参数由磁心在若干频率和磁密点下的损耗测量值经曲线拟合得到。在此基础上，Mulder等人分别考虑了温度和非正弦电压波形对磁心损耗的影响，对Steinmetz公式进行了修改和推广2122。此后，众多企业和科研机构分别对纳米晶合金软磁材料的损耗进行了分析，并拟合出不同频率范围下纳米晶合金的Steinmetz公式523。近年来高频变压器中分布参数的解析求解成为众多学者研究的热点，其解析公式是根据变压器中漏磁场和静电场中所存的能量通过理论推导得出的，目前已存在不同磁心结构和绕组结构下的漏感计算公式2425。高频变压器中分布电容的建模方法可归结为两类：第一类是从静电场的角度将双绕组变压器视为三端口系统，在变压器等效电路中引入六个电容来表示分布电容，它们可以通过静电场中储存的能量计算出来；第二类从分布电容对变压器带来的物理效应出发，将分布电容等效为三个集总电容构成的形网络，这三个集总电容可进一步简化为一个并联电容，这两类模型均有相应的计算公式和测量方法26。目前，利用数值模拟方法设计高频变压器主要分为定性分析和定量分析，前者一般采用二维分析，其目标是得到一些指导性的设计原则。后者更适于采用三维分析，目标是得到高频变压器设计中某些不易计算量的精确值，最终达到在一定程度上替代实验的目的。常用的变压器数值模拟方法有有限差分法、有限元法、边界元法等，可以有效地分析绕组中的高频效应、绕组损耗、变压器电磁场分布、分布参数和温升等27。二十世纪六十年代以来，求解电磁场的各种数值方法迅速发展起来。有限差分法因其数学概念简单、形成系数矩阵方便，最早应用于电磁场计算，至六十年代末，已有比较成熟的分析变压器漏磁场的二维有限差分程序。但有限差分法的规则网格不能满意地模拟几何形状复杂的问题，因此该方法在电磁场分析中的应用逐渐被有限元法代替。二十世纪七十年代，有限元法逐渐发展起来，并因网格剖分灵活、数值稳定性好等特点很快成为计算电磁场问题的主要方法。Dai等人通过二维有限元方法，研究了绕组间隙及初级绕组的宽度对边缘效应的影响，得出漏感随绕组间隙增大而单调递增的结论28；Lavers等人通过二维有限元方法，研究了变压器的铜损与电流波形的关系，通过大量分析指出波形对绕组的交流电阻有很大的影响29；Tenyenhuis等人通过二维有限元分析，研究了变压器的温升30，文献31把有限元分析推广至3D，更适于解决复杂的边界结构和材料性质的不连续问题。国内众多学者也分别采用有限元法对高频变压器的设计进行了研究，如赵争菡等人使用MATLAB对高频变压器的电场分布进行了的二维有限元分析，进而根据电场能计算了分布电容的值32；电子科技大学的姬海宁等人对开关电源变压器磁心漏磁场进行了三维定性分析，并对磁心表面温升进行了三维仿真研究3334。1.3 本文主要研究内容高频变压器的优化设计已成为开关电源高频化和高功率密度化的关键，而要实现高频变压器的优化设计不仅要从变压器本身出发，选取低损耗、高磁密的磁心材料，合理选取绕组线径和匝数，以减小变压器的重量和体积，还要将变压器的优化和电源系统的优化紧密结合起来，如要准确分析变压器中的电压波形，分布参数对电源系统的影响等，折衷取舍变压器的众多参数，才能提高整个电源系统的功率密度。本论文的主要工作包括：1. 在分析串联谐振式电容充电电源工作过程中，变压器初级电压波形变化规律的基础上，对不同矩形比下磁心材料磁通密度的工作范围进行了比较，为实现变压器小型化目标，选取低矩形比纳米晶作为磁心材料。 2. 从解析法出发，针对矩形和环形两种磁心结构，以初级绕组匝数和次级绕组层数为优化参量，小型化和高效化为优化目标，利用MATLAB软件编写了变压器损耗、分布参数、体积和重量的计算程序， 初步实现了高频变压器的优化设计。3. 对不易准确计算的高频变压器漏感和分布电容，采用有限元分析软件ANSYS分别建立了变压器3D有限元模型，并进行了仿真。通过对一系列变压器分布参数仿真值和测量值的对比，验证了这种3D有限元分析方法的准确性；对高频变压器进行了热分析，从定性角度为冷却系统的设计提供指导；对高频变压器电场分布进行了3D有限元分析，为绝缘材料和绝缘间距的选取提供仿真支持。4. 在分析高频变压器分布电容对该种电源充电过程影响的基础上，根据理论推导出的谐振电流正负周期的变化规律，以及充电过程中示波器所观察到的谐振电流波形，提出一种测量分布电容的方法，为高频变压器优化中分布电容的计算提供了数据支持。第2章 高频开关电源的工作原理2.1 高频开关电源的构成及分类广义地说，凡是采用半导体功率开关器件作为开关管，通过对开关管的高频开通与关断控制，将一种电能形态转换成为另一种电能形态的装置，叫做开关转换器。以开关转换器为主要组成部分，用闭环自动控制来稳定输出电压，并在电路中加入保护环节的电源，叫做开关电源(Switching Power Supply)。如果用高频DC/DC转换器作为开关电源的开关转换器时，就称为高频开关电源7。高频开关电源的基本电路由“交流直流转换电路”、“开关型功率变换器”“整流滤波电路”和“控制电路”等组成，其基本结构见图2-1所示25。 图2-1 高频开关电源的基本构成高频开关电源的分类方式有多种：(1) 按DC/DC转换器的开关条件，可分为硬开关(Hard Switching)和软开关(Soft Switching)两种。(2) 按驱动方式，可分为自激式和他激式。(3) 按输入与输出之间是否有电气隔离，可分为隔离式和非隔离式。(4) 按电路的拓扑结构：隔离式有正激式、反激式、推挽式、半桥式和全桥式；非隔离式有降压型、升压型和升降压型等。2.2串联谐振CCPS工作原理高频开关电源DC/DC转换器中开关管的开关条件有硬开关和软开关两种。硬开关DC/DC转换器以用脉宽调制(Pulse Width Modulation，PWM)方式控制开关为主要特征，其开关器件是在承受电压或流过电流的情况下，开通或关断电路的，因此在开通或关断过程中将会产生较大的交叠损耗，即所谓的开关损耗(Switching loss)。当转换器的工作状态一定时开关损耗也是一定的，开关频率越高，开关损耗越大，同时在开关过程中还会激起电路分布电感和寄生电容的振荡，带来附加损耗，因此，硬开关DC/DC转换器的开关频率不能太高。软开关DC/DC转换器的开关管，在开通或关断过程中，或是加于其上的电压为零，即零电压开关(Zero-Voltage-Switching，ZVS)，或是通过开关管的电流为零，即零电流开关(Zero-Current-Switching，ZCS)。这种软开关方式可以显著地减小开关损耗，以及开关过程中激起的振荡，是开关频率可以大幅度提高，为转换器的小型化和模块化创造了条件。利用谐振现象，是开关器件上电压或电流按正弦规律变化，可以创造零电压开通或零电流关断的条件，以这种技术为主导的变换器称为谐振变换器，它可分为串联谐振、并联谐振和串并联谐振变换器三种17。上述三种软开关谐振式变换器均被广泛用于高频高压电容器充电电源(Capacitor Charging Power Supply，CCPS)中，三者各有其优缺点，充电特性也不相同，然而这三种变换器中高频变压器磁心的工作状况却极为相似，其变压器初级电压波形均近似为电压值逐渐升高的矩形波。因此这三种谐振式充电电源对高频变压器磁心的选取原则是相同的，对高频变压器进行优化设计的方法也是相通的。下面以串联谐振大功率电容器充电电源为例，对其工作原理进行分析，从而得出电源系统中高频变压器的工作状态。2.2.1 串联谐振CCPS充电过程分析 图 2-2 串联谐振CCPS组成简图串联谐振CCPS组成简图如图2-2所示，为直流供给电压，开关管V1、V2、V3、V4及其内部反向并联二极管D1、D2、D3、D4构成一个全桥逆变器，开关管V1、V2、V3、V4的控制信号分别为G1、G2、G3、G4，和分别为谐振电感和谐振电容，为变比1:n的高频变压器，D5、D6、D7、D8构成一个整流桥， 和分别为谐振电流和充电电流，为负载电容，为方便讨论，可将接在高压变压器次级的负载电容等效到变压器初级，其值，等效电路如图2-3所示。 图2-3 串联谐振CCPS等效电路串联谐振电容器充电电源，当开关频率满足和开关管驱动脉冲宽度满足时，开关管处于零电流全软开关状态，并保证充电电流恒定。其中为开关频率，为谐振频率，为谐振周期，为驱动脉冲宽度。串联谐振CCPS一个完整的充电周期可分五个模式进行分析3536：图2-4 模式1的等值电路模式1：当控制信号G1、G4到来时，V1、V4零电流导通，谐振电流方向为正，直流源给谐振电容和等效负载电容充电。模式1的等值电路见图2-4，表示谐振电容两端的电压，表示谐振电容在本模式起始时刻的初值，等效为一个电压源；表示负载电容两端的电压，表示谐振电容在本模式起始时刻的初值，也等效为一个电压源。从观测的角度、的方向设为固定，而的方向总是与本模式谐振电流实际方向相反。由于是零电流开关，故在每个模式的起始和结束时刻，谐振电感中的电流总是为零，即电感上电压的初值总为0，在电路等效时可不必考虑。在模式1中，根据拉普拉斯变换，可以解出谐振电流、谐振电容上的电压和等效负载电容上的电压。 (2-1)(2-1)式中特性阻抗和谐振角频率见式(2-2)，对应于模式1的起点时刻，对应于本模式要考察的时刻。 (2-2)为谐振电容和等效负载电容的串联值，在高压应用中远远大于，因此近似与，这一点也说明了回路的特性阻抗及谐振频率与负载电容关系不大。 (2-3)模式1中，谐振电容上的电压和等效负载电容上的电压可由式(2-4)、(2-5)给出。 (2-4) (2-5)在实际应用中，我们只关心各模式的起点和终点情况，即令。并用数字0表示模式1的起点，数字1表示模式1的终点。表示模式1的谐振电流峰值，它发生在处。则有： (2-6) (2-7) (2-8)式中： (2-9) (2-10) (2-11)由式(2-6)、(2-7)、(2-8)、(2-9)可以看出，模式1的谐振电流峰值以及模式1结束时的谐振电容和等效负载电容上的电压值只与模式1起始时刻的电压有关。 图2-5 模式2的等值电路模式2：当谐振过零后，反向，电流通过V1、V4的反向并联二极管D1、D4流动，V1、V4实现零电流关断，谐振电容向电源和等效负载电容放电。模式2的等值电路如图2-5，模式2中谐振电容和等效负载电容上电压的起始值为模式1的结束值，参考模式1的分析方法，则有： (2-12) (2-13) (2-14)式中：(2-15)由式(2-12)、(2-13)、(2-14)、(2-15)可以看出，模式2的谐振电流峰值以及模式2结束时的谐振电容和等效负载电容上的电压值只与模式2起始时刻的电压有关。过渡模式：当再次过零时，由于V1、V4已关断，V2、V3又未开通，则回路中电流保持为0，各物理量也保持不变，该模式不存在能量转换。图2-6 模式3的等值电路模式3：过渡模式后，控制信号G2、G3到来，开关管V2、V3受控导通，实现零电流开通，与模式2一样，谐振电流仍然反向流动。模式3中直流电源继续给等效负载电容充电，谐振电容也被反向充电。模式3的等值电路如图2-6，模式3中谐振电容和等效负载电容上电压的起始值为模式2的结束值，参考模式2的分析方法，则有： (2-16) (2-17) (2-18)式中：(2-19)由式(2-16)、(2-17)、(2-18)、(2-19)可以看出，模式3的谐振电流峰值以及模式3结束时的谐振电容和等效负载电容上的电压值只与模式3起始时刻的电压有关。 图2-7 模式4的等值电路模式4: 当谐振过零后，反向恢复成与模式1方向一样，电流通过V2、V3的反向并联二极管D2、D3流动，V2、V3实现零电流关断，谐振电容向电源和等效负载电容放电。模式4的等值电路如图2-7，模式4中谐振电容和等效负载电容上电压的起始值为模式3的结束值，参考模式3的分析方法，则有： (2-20) (2-21) (2-22)式中：(2-23)由式(2-20)、(2-21)、(2-22)、(2-23)可以看出，模式4的谐振电流峰值以及模式4结束时的谐振电容和等效负载电容上的电压值只与模式3起始时刻的电压有关。当再次过零后，由于V2、V3已关断，V1、V4又未开通，则回路中电流保持为0，各物理量保持不变，又进入过渡模式。2.2.2 串联谐振CCPS输出特性分析通过对一个完整的充电周期中五个工作模式的分析，得出每个模式的，谐振电容电压和等效负载电容上电压的表达式。通过数学推导，当谐振电容和等效负载电容上起始电压为零时，在每一个完整的谐振周期内，等效负载电容上电压增长量为一个常数： (2-24)使用PSPICE软件对串联谐振CCPS进行仿真，可以得出负载电容和高频变压器初级绕组上的电压波形。从仿真波形中也可以看出，每个完整谐振周期内，二者电压增长量恒定；整个充电过程中，负载电容电压线性增长，变压器初级的电压波形近似为峰值线性增加的矩形波，高频变压器这种工作状态对其磁心材料的选取有着重要的影响。电源系统仿真电路和负载电压、初级电压波形分别如图2-8、2-9、2-10所示。 图2-8 串联谐振CCPS仿真电路图 图2-9 充电过程中负载电容上电压波形图2-10 充电过程中高频变压器初级电压波形第3章 高频开关电源变压器的优化设计3.1变压器工作原理及分类变换电能以及把电能从一个电路传递到另一电路的静止电磁装置称为变压器，世界上第一台变压器在1885年诞生于匈牙利。在交流电路中，借助变压器能够变换交流电压、电流和波形。变压器在电子设备中占有很重要的地位，电源设备中交流电压和直流电压几乎都由变压器通过变换整流而获得。在电路的隔离、匹配及阻抗变换等方面绝大多数是通过变压器来实现的。变压器一般由磁心和线圈构成，简单的变压器结构如图3-1所示，按照电磁感应原理，在初级绕组加交变电压，产生交变磁通，在次级绕组感生输出电压，从而起到传输能量，电气隔离等作用。 3-1 变压器结构原理简图变压器的分类方式有多种：(1) 按工作频率分，50Hz或60Hz为工频变压器；工频20kHz为中频变压器；20kHz以上称为高频变压器。(2) 按传送功率分，10kW以上为大功率，10kW0.5kW为中功率，0.5kW25W为小功率，25W以下为微功率。(3) 按用途分，有开关电源变压器、脉冲变压器、特种变压器等。3.2 高频开关电源变压器磁心分析3.2.1 软磁材料的发展历程磁性材料有软磁和硬磁之分，在开关变压器中使用的是软磁材料。软磁材料在工业中的应用始于19世纪末。随着电力工及电讯技术的兴起，开始使用低碳钢制造电机和变压器。到20世纪初，研制出了硅钢片代替低碳钢，提高了变压器的效率，降低了损耗。直至现在硅钢片在电力工业用软磁材料中仍居首位。到20年代，无线电技术的兴起，促进了高导磁材料的发展，出现了坡莫合金及坡莫合金磁粉心等。从40年代到 60年代，是科学技术飞速发展的时期，雷达、电视广播、集成电路的发明等，对软磁材料的要求也更高，生产出了软磁合金薄带及软磁铁氧体材料。进入70年代，随着电讯、自动控制、计算机等行业的发展，研制出了磁头用软磁合金，除了传统的晶态软磁合金外，又兴起了非晶态软磁合金和纳米晶材料。高频变压器中最常用的磁性材料有软磁铁氧体、坡莫合金和非晶态合金。软磁铁氧体中应用最为广泛的是锰锌铁氧体，在下磁心损耗一般为。除了需要低损耗的磁性材料之外，在开发高效的磁心形状和绕组设计技术方面，日本TDK、Tokin、日立、富士电气公司、荷兰飞利浦、德国西门子、美国Ferronix等公司都取得了显著成果。根据使用要求不同，铁氧体材料和坡莫合金材料有各种不同牌号可供选用17。非晶态合金及超微晶均为近30年来发展起来的软磁合金材料，这种材料具有饱和磁感应强度高，磁心损耗极低，磁性能稳定，温度特性好的特点，在中、高频电子设备的电磁期间领域内具有广泛的应用前景。非晶态及超微晶合金系新型的软磁材料，其铁心的生产和使用尚无部标和国标规范。目前，国内仅有少数科研院所和企业提供该系列铁心，并实现了铁心产品的批量生产和供货，但还没有完成非晶态及超微晶合金铁心的标准化和系列化工作。国外非晶态系列铁心研发较早，美国的磁性公司、联合信号公司、日本的东芝公司等均初步完成非晶态铁心的系列化和商品化工作。常用软磁材料的性能参数对比如表3-1所示。表3-1 常用软磁材料的性能参数对比铁基非晶合金铁镍基非晶钴基非晶合金铁基纳米晶合金冷轧硅钢坡莫合金软磁铁氧体饱和磁感应强度/T1.50.70.50.81.2 2.00.51.5415250320560730400550410 480 510 电阻率/cm 14012514090 50 55106密度/(g/cm3) 7.187.5 8.0 7.257.6588.84.8 硬度/(hg/mm2)860 640 900880120 600 饱和磁致伸缩系数/1062030120 12 27025 14初始导磁率1000400030000800001000100002000最大导磁率200000200000200000200000010000200000 矫顽力(A/m) 3 0.82.08.00.4 20 铁损/(W/kg)P1/50=0.07 P1/400=1.2 P0.2/20k20P0.2/20k5P0.2/20k0.3P1/400=5.8P0.2/20k=13P0.2/20k203.2.2 串联谐振CCPS对磁心材料的要求高频变压器是开关电源的核心部件，其设计对整个电源系统的体积、功率容量和变换效率都非常重要。因此，高频变压器的设计必须满足下面一系列的限制条件：（1）变压器的容量必须满足电源系统输出功率的要求（2）变压器最大损耗条件下，电源系统仍能达到最低效率要求（3）变压器的体积须符合所允许占用空间的限制要求（4）在特定的散热环境下，变压器的最高温升须低于磁心及绝缘材料正常工作规定的最高温度。（5）满足电源系统的重量要求3738。为满足上述要求，高频变压器的设计者必须熟悉磁性材料的磁化过程，掌握材料的磁性参数与器件电气参数的转换关系。选取磁心材料需考虑的参数有材料的饱和磁感应强度、磁导率、高频损耗、居里温度、温度稳定性和矩形比等。高频变压器磁心材料的选取与变压器工作电压波形、工作频率、输出功率及使用环境等因素密切相关，下面分别阐述高频变压器对磁性材料参数的要求。1. 饱和磁感应强度高频变压器要求磁心材料有高的饱和磁感应强度。由电磁感应定律可知，高，则可选择高的工作磁感应强度 ，在相同的感应电压下可减小磁心截面积，故磁心的体积小，或者减少线圈匝数，从而减小变压器铜损。2. 磁导率 要求磁心材料有高的磁导率。磁感应强度，因此对要求一定磁通量的磁性器件，选用值高的材料，就可以降低激励磁场所需的励磁电流，从而降低磁心的体积。3. 损耗 高频变压器的磁心损耗，不仅影响电源输出效率，同时会导致磁心发热，波形畸变等不良后果。为减小磁滞损耗，要求磁性材料的矫顽力小；为减小涡流损耗，要求减薄磁性材料的厚度，提高材料的电阻率。同时，希望磁性材料的功耗有负温度特性，即损耗随温度上升呈下降趋势（在范围内）。这是因为若磁性功耗呈现正温度特性，损耗随温度升高而变大，损耗增大又导致温度继续上升，会形成恶性循环。因此，磁性材料功耗的负温度特性可以有效防止温升造成的磁性能下降。具有负温度特性功耗的代表性产品有TDK的PC30、德国西门子的N27和荷兰飞利浦的3C80等铁氧体磁心。4. 居里温度和温度稳定性居里温度表示磁性材料失去磁特性的温度，高频变压器要求磁心材料有较高的居里温度。同时希望材料的磁性能具有较好的温度稳定性，即材料的饱和磁感应强度、磁导率等不随温度变化而显著变化。5. 矩形比磁性材料的矩形比定义为最大剩磁与饱和磁感应强度之比，即。磁性材料的矩形比相差很大，如非晶软磁合金最高矩形比可达到0.995以上，而低矩形比只有0.08左右。磁性材料矩形比的选择取决于磁性器件的应用领域和磁心的工作状态。如磁开关、磁存储材料和双极性脉冲变压器要求材料有高的矩形比，单极性脉冲变压器对矩形比的要求根据磁心是否加去磁电路而有所不同，不加去磁电路的磁心要求材料有低的矩形比，加去磁电路的磁心要求材料有高的矩形比。开关电源中磁性材料矩形比的选取决定了磁心磁感应强度的工作范围，因此选择合适的矩形比对变压器磁心的设计非常关键。开关电源中的磁心对矩形比的要求不仅要考虑电路的拓扑结构，还要考虑磁心的初始工作状态。根据开关电源合闸瞬间，磁心中剩余磁通大小和极性的不同，可分为三种极限情况39：（1） 磁心中没有剩磁在正常情况下，磁心中的磁通滞后电压，当电压过零时，达到最大值。以开关电源中对称方波电压波形为例，要想在一次绕组中维持电压波的半个周期波形，磁通必须从一个方向的最大值变到相反方向的最大值。因此，在合闸瞬间，若磁心中没有剩磁，磁通必须从零开始上升，为维持电压波的第一个半周期，磁通密度必须达到近似于正常磁通密度最大值的两倍。磁密和电压波形的对应关系如图3-2。磁通密度的最大值决定了空载电流的大小，在上述情况下，由于磁通密度几乎达到的两倍，因此合闸时的瞬间电流可达到正常空载电流的许多倍，并且有可能超过满负载电流。这个瞬间电流称为冲击电流，它的产生可由磁性材料的特性曲线解释。如图3-3，虽然磁密仅达到正常磁密的两倍，励磁电流确达到稳态条件下的许多倍。由于冲击电流的存在，总的电流波形可以看成是由正常空载电流和叠加在其上的具有下降特性的瞬变电流组合而成，因此总的电流波形开始是非对称的，以后逐渐达到稳定状态。图3-2 情况(1)下电压与磁密波形图3-3 冲击电流的形成实际上，瞬变磁通是不可能达到正常磁通的两倍，这是因为由于冲击电流的存在，从式(3-1)可以看出，在一次绕组电阻中产生的电压降要大于正常空载电流所产生的压降，使得绕组上产生较小的感应电动势，其对应的磁通变化量也要小于稳态下的变化量，故此时瞬变磁通是要低于正常磁通的两倍，每半周期的磁通变化量也要逐渐增大到稳态值。 (3-1)因此在（1）种极限情况下，只要正常工作磁通密度的取值不超过磁心材料饱和磁通密度的一半，即可保证磁心不会饱和。（2）磁心中有最大剩磁，其极性与正常工作时的磁通极性相反这种情况比情况（1）更为严重，因为磁通不是从零开始变化，而是从对应磁心剩磁通的极性和幅值开始变化，在第一个电压波形半周期，磁通和冲击电流都将超过情况（1）的最大值。磁通密度和电压波形的对应关系见图3-4，磁通最大值近似达到，因为磁心中的剩磁不会超过正常磁通密度，所以在（2）种极限情况下最大磁密在理论上的极限值是正常磁通密度的3倍，为避免磁心饱和，值的选取不能超过的三分之一。（3）磁心中有最大剩磁，其极性与正常工作时的磁通极性相同与情况（2）相反，在这种情况下剩余磁通的极性与正常磁通变化下的极性相同，因此初始磁通最大值和冲击电流在三种情况中最小。这种情况下，如果剩余磁通密度小于正常磁通密度，那么起始磁通将与零磁通轴不对称，剩磁越低，不对称越严重，如图3-5，如果剩磁刚好等于，磁通将保持正常，并且不会出现冲击电流，如图3-6。在（3）种极限情况下，为避免磁饱和，需保证，即的取值不能超过，对于高矩形比磁心，接近，故的取值几乎可达到。 图3-4 情况(2)下电压与磁密波形图3-5情况(3)BrBm时电压与磁密波形 图3-6 情况(3)Br=Bm时电压与磁密波形通过上述三种极限情况的分析可以看出，开关电源中电压波形为对称方波时，若不采用任何控制策略，即磁心中剩磁的幅值和极性均未知时，为避免磁心饱和，必须考虑最恶劣的第（2）种情况，值的选取不能超过的三分之一；而如果采取合适的控制策略，使得变压器合闸工作均在第（3）种情况下进行，并且选取矩形比尽可能高的磁心，则的取值几乎可达到，近似为（2）种情况的3倍。以上分析均是针对对称方波电压波形，对于串联谐振式充电电源，电压波形如图3-6，第一个半周期电压幅值很小，且每过半周期电压幅值均增加某一固定值，这种情况下对磁心材料矩形比的选取又有所不同。在这种电压波形下，第一个半周期磁心中所需的磁通变化量很小，故瞬变磁通和冲击电流的影响可以忽略不计；此后每半周期所需的磁密变化量逐渐增大，即，以磁心中无剩磁为例，磁心中磁通密度的变化曲线如图3-8。若考虑到剩磁，磁通密度变化曲线的中心点移动到剩磁处，此时不管剩磁的极性如何，为避免磁饱和，工作磁密的选取不能超过，故对于串联谐振式充电电源变压器，为减小磁心体积，希望材料的矩形比越低越好。 图3-7 串联谐振电源磁密和电压波形 图3-8 串联谐振电源磁密变化曲线若采用高矩形比材料，考虑矩形比为1的极限情况，若磁心从最大剩磁处开始工作，如图3-8，第一个半周期后磁密变化到，变化量为，第二个半周期磁通内反向变化，由于矩形比为1，其变化量，是无法满足串联谐振式开关电源电压波形需要的。图3-9 矩形比为1的磁心磁密变化情况3.2.3 磁心损耗特性结合3.2.1和3.2.2节分析，在大功率串联谐振CCPS中，选用综合性能最佳的低矩形比的铁基纳米晶合金作为高频变压器的磁心材料。传统软磁材料，如硅钢和铁氧体，其损耗可根据损耗分离原则分解为磁滞损耗、涡流损耗和剩余损耗的叠加，三种损耗均有各自的理论公式，从而可以建立传统软磁材料的损耗预测模型，然而这种模型并不适用于纳米晶软磁合金。为建立纳米晶材料的高频损耗模型，文献23在和范围内对纳米晶的损耗进行了测量，对所测数据采用三维拟合方法，得到损耗随和的关系式： (3-2) (3-3) (3-2)(3-3)式中的单位为，的单位为，的单位为。在串联谐振CCPS中，高频变压器的工作磁通密度并非一个稳定值，而是逐渐增大的。为串联谐振CCPS中高频变压器磁心的损耗，可将一个完整的充电过程分为若干个开关周期，得出每个周期磁通密度的增量，从而计算出各开关周期磁心的功率损耗，最后求和并计算平均值，即得铁心在充电过程中的平均铁损。3.3高频开关电源变压器绕组分析3.3.1 绕组损耗高频变压器的绕组损耗定义为： (3-4)上式中为绕组的直流电阻，为电流有效值，称为导线的交流电阻系数。由于集肤效应(skin effect)和邻近效应(proximity effect)的影响，导线的交流电阻要大于直流电阻，因此是高频变压器设计过程中的重要参数。1. 集肤效应集肤效应又叫趋肤效应，当交变电流通过导体时，电流将集中在导体表面流过，这种现象叫集肤效应。如图3-10所示，当导线中流过交变电流时，按右手法则将产生离开或进入剖面的磁力线，进而产生涡流。由图可知，涡流的方向加大了导线表面的电流，抵消了导线中心的电流，使得电流只在导线的表面流动，而导线中心却无电流。导线传说直流电流时，电流通过导线截面均匀分布，而传送高频交流电流时，电流则集中于导线表面传送，因而呈现出较大的电阻3840。 图3-10 导线集肤效应示意图由于集肤效应，交变电流沿导线表面向导线中心衰减，当衰减到表面电流强度的时所达到的径向深度，称之为集肤深度。早在1915年就已推导出了集肤深度与电流的频率、导线的磁导率及电阻率之间的关系式： (3-5)2. 邻近效应 相邻导线流过高频电流时，由于磁电作用使电流偏向一边的特性，称为邻近效应。当导线被分成几层绕制时，由于邻近效应的影响，电流集中在绕组交界面间流动，因此邻近效应又称为线圈的集肤效应。邻