单端反激式开关电源磁芯尺寸和类型的选择

单端反激式开关电源磁芯尺寸和类型的选择 单端反激式开关电源磁芯尺寸和类型的选择A、InternationalRectifier 公司-56KHz输出功率推荐磁芯型号0-10WEFD15SEF16EF16EPC17EE19EF(D)20EPC25EF(D)2510-20WEE19EPC19EF(D)20EE,EI22EF(D)25EPC2520-30WEI25EF(D)25EPC25EPC30EF(D)30ETD29EER28(L)30-50WEI28EER28(L)ETD29EF(D)30EER3550-70WEER28LETD34EER35ETD3970-100WETD34EER35ETD39EER40E21摘自 InternationalRectifier,AN1018- “应用 IRIS40xx 系列单片集成开关 IC 开关电源的反激式变压 器设计”B、ELYTONE 公司 型号-100KH输出功率（ W）VcerVceo;在ce间承受最高电压时最好保证 be结短接或者反偏，此时晶体管就可承受较高的反偏电压.1、任何时刻都应保证磁芯不饱和；由于反激式开关变压器的特殊性，磁芯饱和问题在反激式 变换器的设计中尤为重要。一旦磁芯饱和，开关管瞬间就 会损坏。为防止磁芯饱和反激式开关变压器磁芯一般都留 气隙，显著扩大磁场强度的范围，但仅靠气隙并不能完全 解决磁芯饱和的问题，由磁感应定律很容易得出：由(1)式知：磁感应强度与输入电压和导通时间有关。在输入电压一定时，由反馈电路保证Ton的合适值。在工作过程中，根据磁饱和的形式分两种情况：一种是：一次性饱和：当反馈环路突然失控时，在一个周期内导通一直持续，直到过大的Ip使磁芯饱和而使开关管立即 损坏；另一种是：逐次积累式饱和：磁芯每个周期都有置位与复位动作，反激式开关电源磁芯置位是由初级绕组来实现，磁芯复位是由次级绕组和输出电路来实现。当电路等设计不当时，每次磁芯不能完全复位，一次次的积累，在若干周期内磁芯饱和。就像 吹气不一样，一口气吹破就相当磁芯一次性饱和；每吹一 次，就排气，但每次排气量都比进气量少一点，这样循环 几次后，气球就会被撑破的；若每次充排气量相同，气球 就不会破的，磁芯也是如此，如下图：9文档来源为：从网络收集整理.word版本可编辑磁芯从a bc为置位，从c da为复位，每个周期都要回到a,磁芯就不会饱和。对于反激式开关电源的断续模式，磁芯复位一般是不成问题的。三、始终保持变换器工作于一个模式如 CCM或DCM ;不要在两个模式之间转换，这两种模式不同，对反馈回路的调节电路要求也不同，在考虑某一种模式而设计的调节电路，如运行到另一模式时易引起不稳定或者性能下降。四、保证最小导通时间不接近双极性开关管的存储时间；（MOSFET管例外）在设计反激式开关电源时，特别在开关电源频率较高、直流输入电压最高，负载又较轻时，开关导通时间Ton最小，若这个时间接近或小于双极性晶体管的存储时间（0.5卩s1.0）卩时，极易造成开关管失控，而使磁芯饱和。此时就要重新审视开关频率的选择，或能否工作于如此高电压或者通过调节占空比来适应。或者选用其他电路拓扑。五、不要将变换器的重要元件的参数选得接近分布参数；具体来说，电阻不要太大，电容器和电感器不要太小。（1） 许多反激式开关电源都有一个振荡频率，由IC芯片提供，女口 UC3842，由RC决定，当把R选择太大，C太小时，就易使稳定性特别差；如电容 C小得接近分布参数，也就是说 取掉该电容由线路板及其它元件间的分布参数而形成的容值都和所选的电容容值差不多；或者所选电阻太大以至于线路板上的漏电流所等效的阻值都和所选的电阻大小差不多；这将造成工作不稳定，如温度或湿度变化时其分布参数也跟着变 化，严重影响振荡的稳定性。R一般 不要大于1M欧，C 一般不 要小于22PF。（2）反激式开关电源的输出功率如下式：（DCM ）由（ 2）式可知：在电流断续模式时，当电压和频率固定的情况下，输出功 率和变压器的初级电感成反比。即要增加功率就要减小初 级绕组的电感量。反激式开关变压器的特殊性：当开关管 导通时变压器相当于仅有初级绕组的一个带磁芯的电感器 ，当这个电感器小到一定值时就不可太小了，当小至和分 布电感值差不多时，这样变压器的参数就没有一致性，工 作稳定性差，可能分布参数的变化都会使整个电感值变化 一少半，电路的可靠性就无从谈起。初级电感值至少应是 分布电感的 10 倍以上。（3）同样道理，磁芯的气隙也不可选的太少，太小的话，磁 芯稍微的变动（如热胀冷缩）对气隙来说都显得占的比例 很大，这样的变压器就无一致性可言，更无法批量生产。六、反激式变换器的输出滤波电容比起其它拓扑形式的电路 所受的冲击更大 ,它的选择好坏对整个电源的性能及寿命 有举足轻重的作用。选择时，一般是按纹波电压要求初 选电容值，用电容的额定纹波电流确定电容值，这样比 较安全稳妥。当然，耐压值和温度等级也要足够。七、降低损耗，遏制温升，提高效率，延长寿命 开关电源内部的损耗主要分四个方面：（1）开关损耗 如：功率开关，驱动；（2）导通损耗 如：输出整流器，电解电容中电阻损耗；（3）附加损耗 女口：控制IC,反馈电路，启动电路，驱动电 路；（ 4）电阻损耗 如：预加负载等； 在反激式开关电源中，功率开关和驱动以及输出整流部 分占损耗的 90多，磁性元件占 5，其它占 5； 损耗 直接影响效率，更影响电源的稳定性和工作寿命。损耗 都以发热而表现出来，晶体管和电容和磁性元件都对温 度很敏感；下面看一下温度的影响：(1) 温度每升高10C，电解电容的寿命就会减半(2) 在高温和反向电压接近额定值时，肖特基二极管的漏电很严重，就像阴阳极通路一样；(3) 通用磁性材料，从25C到100C饱和磁感应强度下降30%左右；在这里，磁性材料的损耗虽然说占比例很小但是它对整个开关电源的影响非常大。比如在正常工作时，设计的最大磁通密度偏大，由于温升的原因将使饱和磁感应强度下降，再加上反馈回路的延迟效应而使导通时间加长，极易使磁芯饱和，瞬间开关管损坏。在此设计时，最好保证铜耗接近于磁耗，初级绕组的铜耗接近于次级绕组的铜耗以达到最优化的设计防止磁芯过渡温升。(4) MOSFET管，每升高25C，栅极阀值电压下降5%; MOSFET管的最大节点温度时150C，节点温度的理想值为105C,最高不要超过125C； MOSFET管,Rds随温度的升高而增大(5) 双极型晶体管，随温度的升高，Vce而减小，在环境温度较咼或接近最咼结温时，晶体管的实际最咼耐压会有所下降，并且漏电流会更进一步增加，很易造成热损耗。所以，在设计时，尽可能降低元件本身损耗而造成的温升，也要注意远离热源，不因外界原因而造成温升。更要优化设计减小损耗，提高效率，延长元器件及整个电源的工作寿命。反激式开关电源设计的思考五一常用公式的理解字体大小：大|中|小2007-03-28 11:57 -阅读:3136 -评论：12反激式开关电源设计的思考五常用公式的理解王佰营徐丽红. net在反激式开关电源设计之前，我们必须对要用到的公式有所了解，这样不 至于造成不管公式适用条件如何，拿来就用，以致看似合理实则差之远矣。 下面将在反激式开关电源设计中常用的公式分析如下：再讲电源设计用公式前先看一看一些基本的知识。一、基本知识1. 磁场的产生： 磁场是由运动电荷产生的，变压器磁芯中的磁场是由绕组中的传导电流产生 ，磁铁的磁场是由 “分子电流 ”产生。2. 右手定则右手定则用于判断通电螺线管的磁极（N极/S极，或者说磁力线的方向）， 用右手握住螺线管，弯曲的四指沿电流回绕方向将拇指伸直，这时拇指指向 螺线管的 N 极或者磁力线的方向。3. 磁感应强度 B 磁场是由运动电荷产生的，同时，运动的电荷在磁场中又会受到力的作用。 由此，人们通过在磁场中运动的电荷所受磁场力的大小来反映磁场的强弱； 让不同电量（q0）的电荷，在垂直磁场的方向以不同的速度运动，该电荷 就会受力，虽然电荷在各点受磁场力的大小不同，但是力与电荷量以及速度 的比值在同一点却是相同的，唯一的，这个值就反映了该点磁场的强弱。因 此：B = F / q.v（1）该式的物理意义为：磁场中某点的磁感应强度 B 的大小，在数值上等于单位 正电荷，以单位速度沿垂直磁场方向运动时，所受力的大小。磁感应强度的 单位：4. 磁通量 磁场不仅有强弱还有方向，用磁力线能很好的表示磁感应强度的方向，磁力 线是一些围绕电流的闭合线，没有起点也没有终点的曲线。把垂直穿过一个 曲面的磁感应线的条数称为穿过该面的磁通量。用 表示。也形象的将磁感 应强度称为磁通密度，两者关系如下：= B S（2）磁通的单位：1T m2 = 1Wb （韦伯）5. 磁场强度 H 既然点电荷之间的相互作用服从库仑定律，那么，库仑认为点磁荷也应有类 似的定律。此式为磁的库仑定律； 既然电场强弱可通过点电荷去测量，那么磁场的强弱也就可用点磁荷来测量 ，类似的，把点磁荷放在磁场中，根据其受力的大小就可反映该点磁场的强 弱，因此就引入了磁场强度的物理量 HH = F/ qmO该式中F是试探点磁荷qmO在磁场某点所受的力，该式的物理意义：磁场中某 点的磁场强度 H 的大小在数值上等于单位磁荷在该点所受到的磁场力的大小。6. 安培环路定理 磁感应线是套连在闭合载流回路上的闭合线，若取磁感应强度沿磁感应线的 环路积分，则磁感应强度沿任何闭合环路 L 的线积分，等于穿过这个环路所 有电流的代数和的卩0咅。为(L)B dl =卩 0EI(5)在有磁介质时，安培环路定律表示为：为 LB - dl =卩0刀 I + Is)(6)式中：Is 为磁化电流I 传导电流介质内任何曲面S的磁化电流强度Is为Is =为 LM dl(7)(7)式中， M 为磁化强度，在数值上等于磁化面电流密度 代( 7)式入( 6)式得：为 LB - dl =卩0刀 I +为 LM dl )或：为 L ( M) dl = EI令：H = M则：为 LH- dl = EI(8)( 8 )式表示： 磁场强度沿任一闭合路径的线积分只与传导电流有关。也说明传导电流确定 以后，不论磁场中放进什么样的磁介质，也不论磁介质放在何处，磁场强度 的线积分都只与传导电流有关。因而，引入磁场强度 H 这个物理量后，就可绕过磁介质磁化，磁化电流等不 方便测量、处理等一系列问题，而可方便的从宏观上处理磁介质的存在时的14文档来源为 :从网络收集整理 .word 版本可编辑 .磁场问题。7. 磁感应强度B和磁场强度H的关系磁感应强度和磁场强度都是反映磁场强弱和方向的物理量。磁感应强度是根据在磁场中垂直运动的电荷受力这个特点出发，通过运动电 荷在磁场中受力大小及方向反映磁场的强弱及方向的。磁场强度是根据两个磁荷间总有作用力这个特点为出发点，通过在磁场中放 探试点磁荷，根据点磁荷在该点受力大小和方向来反映磁场的强弱及方向的。也就是说，由于人们对磁的认识的观点不同而使对同一个物理现象用不同的 物理量来描述的。在磁荷观点中，为描述磁场的强弱而引入了磁场强度H，而磁感应强度B是作为辅助量引入的；相反，在分子电流观点中，为描述磁 场的强弱而引入了磁感应强度 B,而磁场强度H时作为辅助量引入的。引入磁感应强度和磁场强度都只是表示磁场在某点的强弱及大小，磁场是自 然存在的，它在某点的大小和方向是客观存在的，不会因为表示的方法不同 而有所改变。由磁场强度H的定义式可知：上式中：卩0绝对磁导率卩旷相对磁导率卩-磁介质的磁导率8法拉第电磁感应定律穿过单匝导线回路的磁通量变化时，会在导体回路中产生感应电动势，感应 电动势的大小与穿过回路磁通量的变化率 d / dt成正比。尸K d / dt(12)若全采用国际单位制，K = 1尸一 d / dt当为N匝导线组成的回路时尸一N d / dt(13)法拉第电磁感应定律表明，决定感应电动势大小的是磁通随时间的变化率， 而不是磁通量本身的大小，也就是说保持恒定大小的磁通量是不会产生感应 电动势的。9自感系数L对于密绕N匝的线圈，电流I在各匝线圈中产生的磁通基本相同，线圈产生的自感电动势为：(14)式说明了自感电动势与自感磁链 书的关系，而自感磁链与线圈中的电流成正比：书=L I(15)式中，系数L称为自感系数，I与书均为由方向性的物理量，在合适的符号规 定下，可保证自感磁链与电流同时为正或同时为负，因而保证自感系数恒为 正。代(15)入(14)得：由该式可知，自感系数L在数值上等于单位电流引起的自感磁链，但是自感系数就象电阻器的电阻一样，是该器件本身的一种属性，是自然存在的，和是否有电流流过以及电流大小都无关，它只决定于线圈本身的大小，形状以及周围介质等因素。10有效值，平均值(以电流为例)11.次级有效值，平均值(以电流为例)二、开关电源设计部分相关公式：1. 变比/匝数比：NN = Np / Ns(20)但是在设计变压器之前并不知道初次级线匝匝数，匝数比的确定很大程度上 取决于开关管的耐压值，由于输入最高直流电压，变压器的漏感和反射电压 一起确定了开关管在截止瞬间所要承受的最大的电压值，其中反射电压是由 输出电压和变比确定的，若开关管所能承受的最大电压为 Vm，那么：Vm = Ui nmax + N(V0+Vd) + Vpk + Vy(21)式中：Uinmax 为最大直流输入电压Vo 输出电压Vd 输出二极管管压降Vp 漏感所产生的尖峰电压Vy 安全电压裕量其中，漏感电压可通过变压器制作工艺和增加阻容吸收电路来抑制；可见，改变匝数比能控制开关管的威胁，对于 220或380电网来说，开关管的耐 压已不成问题，在设计中常常根据反射电压直接确定匝数比；VoR = N(VO+VD)(22)220V交流电压时，VoR常取150V左右380V交流电压时，VoR常取200V左右可根据具体情况调整即可。2. 初级匝数：Np根据电磁感应定律首先确定凹，B的选择保证变压器正常工作时不会饱和，一般主要根据磁性材料和开关电源频率决定，磁材确定 Bs,开关频率影响磁耗，磁耗过大，磁芯温升越高，一般磁芯从 25C到100C, Bs下降30%，因此开关频率越高，AB占Bs的比例越小，以下是一个资料的建议：频率f 最大工作磁通密度50kHz0.5Bs100 kHz0.4Bs500kHz0.25Bs1M kHz0.1Bs可见，此式是在开关管导通时间时保证磁芯不饱和的情况下选择初级匝数，即由凹去确定Np3. 初级电感量：Lp由自感系数的定义可知：要计算电感必须知道初级电流Ip4. 初级峰值电流:Ip反激式开关电流在开关管导通时变压器就像是仅有一个初级线圈的电感器，输入的能量由初级线圈转化为磁场能存入磁芯和气隙中。可见，在最低输入电压时保证输出功率的情况下选择最大Ip。5. 匝数N，反射电压Vor和最大占空比Dm在功率开关管导通期间，开关变压器的磁芯磁通随初级绕组电流Ip的增大而增大；在功率磁开关管截止期间，磁通 随次级绕组电流减小而减小；设磁通的最小值为 min在磁化电流临界状态和不连续状态下，最小磁通 min对应于剩余磁感应强度的磁通是一个确定值。假若在每个工作周期结束时，磁通没有回到周期开始时的出发点，则磁通将随周期地重复而逐渐增加，工作点也将不断上升，使得电流增大，磁芯饱 和，当磁芯饱和时如下曲线S处：此时，随着H的变化，即i的变化，d /dt = 0也即，尸一Nd / dt= 0开关管所承受的电压为：Uin+ l lxRp=Uin Nd / dt- IxRp = Uin 0 IxRp UinUin直接加于开关管上，开关管会瞬间损坏。为了不至于发生这种损坏功率开关管的现象，每个周期结束时工作磁通必须回到原来的初始位置，-这就是磁通的复位原则。U = Nd / d，故可得：d= 1/NUdt对于反激式开关电源来说，在功率管处于导通期间：d= 1/Np-Ui Ton在功率管处于截止期间：d= 1/NsUoTr在功率管导通期间磁通量的增加量 d导通应该等于在功率管截止期间磁通 量的减少量d截止，即：工作在磁化电流连续状态下的单管反激式型直流变换器的输出电压Uo取决于功率开关变压器初次级绕组的匝数比，功率开关导通时间Ton与截止时间Toff之比和输入电压Ui的高低，而与负载电阻R无关由上式 d 5TL TvVvVhrNsUc TonUinmin *他乃TiI + Vinmui1.25Dm= _-Vmmin1.25DmVoK+ VoR叶=Vinmux+ VqR（3D）（30）式为反激式开关电源计算最大占空比的一个重要公式，该式是由磁复 位的条件而推出，即开关管导通时的伏秒积与次级二极管导通时的伏秒积应 相等。反激式开关电源设计的思考六-变压器设计实例字体大小：大|中|小2007-03-30 13:19 -阅读：2327 -评论：20反激式开关电源设计的思考六变压器设计实例徐丽红 王佰营已知条件：输入电压：DC:380V700V输出电压： 1) 5V0.5A2) 12V 0.5A3) 24V 0.3APWM 控制论芯片选用 UC2842，开关频率： 50KHz效率n 80%取样电压用12V, 5V用7-8V电压通过低压差三端稳压块得到；算得 Po= 5X).5+12 J0.5+24 03=15.7 W计算步骤：1 、确定变比 NN = Np / NsVoR = N(VO+VD)N = VoR / (VO+VD)VoR 取 210VN = 210/ (12+1)= 16.1 取 162. 计算最大占空比 Dmax3、选择磁芯计划选择EE型磁芯，因此 4B为0.2T，电流密度J取4A/mm2Ap = AwAe = 6500 P0 / (ABXJ f)=2.51 103 (mm4)通过查南通华兴磁性材料有限公司 EE 型磁芯参数知TWftEff*rtiu* Poiaartirfi Cff) 杯銅ABcD-aninFCHUB1LengAsmm1isail!J44#CU1+o.a/-a.i122切WWl 1UM 35沁7* *刚3 5*0 5?64.M1JS3MJ11 $301）iEEZI5/1213.OM.3CMJ3佃3JB期4.thbO JI-MJLA JSOI24“网37 lit) 15.0(V04ZA1171l.皿囲l&sL&.Q4) .t12左如立】l- JJ *MMIL?2盘19 ?1VS019/16汕JO也_4SjOWJ5.1J.l/0J15J5.fe*C J_2喲4910JJJMt 451旳$5.1MOT11J11M1，出曲一1841430_521540.510 AiWO 314:7d.3l._474肿IMOIfl22财4Mb44.4对g 3ir? JH 4XJ:53.975B20iajw.4s$奶0 i山时+0 44IJJii湖U32S 0观 5。諺边35 M3 3uMA2 22030n巧彌.5d.4iOJ036 .阳31.2*J040 41W09J2S啊6If .8 边 M7.24.i12斑0导o.sMlW775通过上面计算，考虑到还有反馈绕组，要留有一定余量，最终选择EE25磁芯EE25磁芯的 Ae = 42.2mm2=4.22X10-3m24、计算初级匝数Np5、初级峰值电流:Ip6初级电感量L7、次级匝数1）、12V取样绕组Ns：Ns= Np/N=250/16=15.625 取 16 匝2）、计算每匝电压数Te：Te=( Uo + Ud)/ Ns=(12+ 1)/16=0.81253) 、7.5V 匝数：N7.5V = U / Te=(7.5+ 0.5)/ 0.8125=9.84 取 10 匝4) 、24V匝数N24V = U/Te=(24+ 1)/ 0.8125=30.7 取 31 匝5) 、辅助绕组15VN15V = U/Te=(15+ 1)/ 0.8125=19.7 取 20 匝8、计算初级线径：1) 、计算电流有效值I2) 、计算线径d9、计算次级12V/ 5V线径：1) 、计算电流有效值I1=1 155 Id/D= 1155X0 5 / x/Fl- 0.2S= 0.3(A)2) 、计算线径dS=I/ J= 0.8/4= 0.2 mma)= 0.5 (tnm)10、计算次级24V线径:1)、计算电流有效值I2）、计算线径 d 通过计算线径选择如下： 初级用 0.18mm 线绕； 12V 和 5V 绕组用 0.27mm 的线双线并绕； 24V 绕组用 0.21mm 线双线并绕； 辅助绕组 15V 用 0.21mm 线绕。单端自激式（RCC）反激开关电源的简单调试徐丽红 王佰营单端自激式（RCC）反激开关电源虽然效率低、调试麻烦，但是，它电路简单，更可贵的是具 有“自我保护能力 ”-当输出过重或短路时， 可自动进入间歇振荡保护模式并且啸叫 “提醒 ”用户， 而保护自己不被破坏。因此，单端自激式（RCC）开关电源一直也受到重视并广泛使用。关于单端自激式（RCC）反激开关电源的原理非常简单，就不赘述；但是该电路调试比较困难，这里以下图为例，简要说明其调试步骤及项目 调试用设备：1、调压器2、示波器3、万用表4、其他（功率电阻，电位器，电容，电阻等等） 调式步骤及项目：1、PCB 及焊接情况检查 检测输入输出有无短路，元件极性是否正确，有无触碰等；2、振荡调试 输出接一半负载，将输入电压慢慢调高，将示波器探头靠近变压器，看是否振荡。 通常几十伏（因负载而异）就可听到振荡的吱吱声；若已到满电压仍然无振荡，说 明振荡电路有问题。重点查：A、起振电阻： R8B、震荡管： Q2C、正反馈回路： C8,D6,R6D、振荡变压器：极性是否正确3、稳压调试将输入电压慢慢调高，监视输出电压变化，输出电压 VCC+15VA 逐渐增大，当到15V 时，应不随输入电压再继续增大；若继续增大，就要检查稳压电路：A、次级稳压部分： R1,R2,U1,R4;B、光耦： PS1C、初级稳压部分： D1,C3; R5,Q1;4、重载启动调试在输出接 1.2 倍的最大负载，输入电压调至允许最低值，上电，观察波形和输出电 压；若启动迅速，波形、电压正常说明该项正常；若进入间歇振荡，或输出电压偏 低就要检查或调节以下元件：A、起振电阻： R8B、正反馈： R6,C8C、过流检测电阻： R12D、过压保护： DW15、恒流驱动调试在输出接 1.2 倍的最大负载，输入电压调至允许最高值，减小驱动，刚好使输出电压降低，在适当加大一点即可；调节：A、 驱动： R6,C8B、 恒流驱动： DW2,R106、过流保护调试在输出接 1.2 倍的最大负载，输入电压调至允许最低值，将驱动加大一些，继续加重负载，观察R12两端电压波形，调节R12使输出电压降低。回复原驱动。7、过压保护调试输出接一半额定负载，将输入电压慢慢调高，监视输出电压变化，输出电压VCC+15VA 逐渐增大，当到 15V 时，再增加十几伏。短接光耦两输入端，看VCC+15VA端电压值，调节DW1，使输出电压不超过18V 20V（根据要求掌握）再将输入电压调至允许最高值，重复上述过程；8、稳定性调试输出接一半额定负载，将输入电压调至允许最高值，将输出负载逐渐减小直至间歇振荡，调节：A、 反馈补偿： C1,C2,R324文档来源为 :从网络收集整理 .word 版本可编辑 .B、动态恒流驱动：C6,R7重复调节，使负载最小；9、吸收回路调试输入电压调至允许最低值，去掉R9,C4,观察开关管关断时刻的振荡波形，读出其谐振频率，调节R,C使谐振频率为无缓冲时的三分之一即可。注意：有些调试项目之间会相互影响，需要重复调试一直到最佳。若一直调不到最佳，就需要注意变压器的设计及制造工艺和PCB的布线情况。通过以上调试，单端自激式(RCC)反激开关电源就可正常工作。ST公司自激式开关电源设计一字体大小：大|中|小2007-08-15 09:04 -阅读:2373 -评论：0ST公司自激式开关电源设计1Power Tran sformer Desig n Calculati onsThe specifications:- Vac = 85265VLine frequency: 5065Hz-VO = 5V-I。= 0.4ATak ing tran sie nt load in to acco unt, the maximum output curre nt is set asIO max =1.21 O= 4.8A1.1 Switching FrequencyThe system is a variable switching frequency system (the RCC switching frequencyvaries with the in put voltage an d output load), so there is some degree of freedom inswitching frequency selection. However, the frequency must be at least 25kHz tominimize audible noise.Higher switching frequencies will decreasethe transformer noise, but will alsoincreasethe level of switching power dissipated by the power devices.The minimum switching frequency and maximum duty cycle at full load is expressedasfS min = 50 kHzDmax = 0.5where the mi nimum in put voltage is 50kHz and 0.5, respectively.1.2 STD1LNK60Z MOSFET Turn RatioThe maximum MOSFET drain voltage must be below its breakdown voltage. Themaximum drain voltage is the sum of:in put bus voltage,sec on dary reflected voltage, andvoltage spike (caused by the primary parasitic in ducta nee at maximum in put voltage).The maximum in put bus voltage is 375V an d the STD1LNK60Z MOSFETbreakdown voltage is600V. Assuming that the voltage drop of output diode is 0.7V, the voltage spike is 95V,and the margin is at least 50V, the reflected voltage is given as:Vfl = V B R DSS _Vmargin _VDC max_Vspk = 600 一50 _375-95 = 80 VThe Turn Ratio is given aswhere,Vfl = Secondary reflected voltageV (BR)DSS = MOSFET breakdown voltageVmargin =Voltage marginVDC(max) = Maximum in put bus voltageVspk = Voltage spikeVf = Voltage dropN = Turn RatioNp = Primary Win di ng TurnsNs = Sec on dary Wi nding Turns1.3 Primary CurrentPrimary Peak Current is expressedas:Primary Root Mean Square (RMS) Current is expressedaswhere,Ippk = Primary peak currentVo = Voltage outputlO(max) = Maximum current output=Efficiency, equal to 0.7Dmax = Maximum duty cycleV dc( min)= Minimum in put bus voltageI prms = Primary RMS current1.4 Primary InductaneePrimary Inductanee is expressed aswhere,V dc(mi n)= Mi nimum In put DCvoltage fs(mi n)= Minimumswitching frequency D max =Maximum duty cyclefs(min) = Minimum switching frequencyIppk = Primary peakcurrentFor example, if Primary Inductanee is set to 5.2mH, the minimum switching frequency is:1.5 Magnetic Core SizeOne of the most com mon ways to choose a core size is based on Area Product (AP),which is the product of the effective core (magnetic) cross-section areatimes the window area available for the windings.Using a EE16/8 core andstandard horizontal bobbin for this particular application, theequation used to estimate the minimum AP (in cm4) is shown aswhere,Lp = Primary InductanceIprms = Primary RMS currentku = Window utilization factor, equal to: 0.4 for margin wound construction, and- 0.7 for triple insulated wire constructionBmax = Saturation magnetic flux densityT = Temperaturerise in thecore1.6 Primary Winding1.6.1 Winding TurnsTheeffective areaofanEE16coreis20.1mm2(in thecoresdatasheet).Thenumber of turns of primary winding is calculated aswhere,Np = Primary Winding TurnsVDC (min) = Minimum Input DC volta