[优秀嵌入式毕业设计]电力系统接地电阻的智能测量的系统设计

毕 业 设 计题 目： 电力系统接地电阻的智能测量 的系统设计 院： 电气信息学院 专业： 电气工程及其自动化 班级： 0708 学号： 01 学生姓名： 导师姓名： 完成日期： 2011 年 6 月 4 日 毕业设计（论文）任务书 题目： 电力系统接地电阻的智能测量的系统设计 姓名 院 电气信息学院 专业 电气工程及其自动化 班级 0708 学号 01 一、 指导老师 职称 副教授 教研室主任 1、研究国内外电力网接地电阻测试线装。 2、完成电力系统接地电阻智能测试系统的总体构思。 3、研究测量原理与技术。 4、完成硬件系统设计。 5、完成软件系统设计。 6、撰写毕业设计说明书。 二、 进度安排及完成时间： 1：第一周至第二周：查阅资料，撰写文献综述和开题报告。 2：第三周至第四周：毕业实习。 3：第五周至第六周：完成智能测试系统的总体框图。 4：第七周至第八周：完成各单元电路设计。 5：第九周至第十周：完成总体硬件电路设计。 6：第十一周至第十二周：完成系统软件设置。 7：第十三周至第十四周：撰写毕业设计说明书。 8：第十五周至第十六周：6-15至6-18，毕业答辩。 电力系统接地电阻的智能测量的系统设计目 录第1章 绪论31.1 课题背景介绍及研究意义31.2 接地电阻测试方法的发展现状41.2.1 接地电阻测量的基本原理41.2.2 伏安法(电压电流表法)41.2.3 E型摇表法41.2.4 数字式接地电阻测试仪51.2.5 主要研究内容和关键技术51.3 应用前景分析6第2章 设计总体构思及干扰分析72.1 设计总体构思72.1.1测试原理72.1.2 硬件原理框图82.1.2 软件程序框图82.2系统干扰信号分析92.2.1 使用三重屏蔽，减少电磁干扰102.2.2 使用带通滤波器，限制采样信号带宽112.2.3 特定频率信号的DFT检波122.2.4 同频干扰信号分离19第3章 测量系统的硬件设计213.1单片机硬件系统的配置213.1.1 单片机选型213.1.2 C8051F005单片机系统说明223.2 单片机外围电路模块设计233.2.1 电压偏移电路233.2.2 JTAG接口电路243.3 微弱电流信号前置放大电路设计253.3.1 微电流测试基本原理263.3.2 微电流放大电路元器件的选择263.3.3 放大电路结构的改进273.4 程控滤波器电路模块设计283.4.1 硬件连接电路图303.5 液晶显示电路设计303.5.1 液晶管脚接口说明表313.5.2 液晶显示电路硬件连接图32第4章 测量系统的软件设计334.1 液晶显示334.2 干扰信号频率检测334.3 正弦电压激励信号发生354.4 可编程滤波器软件设计364.5 电压电流数据采集384.6 数字信号处理404.6.1 DFT选频检波及同频信号矢量分解404.6.2 接地电阻计算42参考文献43附录：总电路图44第1章 绪论1.1 课题背景介绍及研究意义 为了维护电力系统安全可靠运行，保障电气设备与运行工作人员安全，发配电设备的质量和各种保护系统的质量指标固然十分重要，而一个安全可靠的接地系统，对电力系统的安全运行和防止事故的发生同样具有十分重要的意义，接地系统的好坏直接关系到电气设备正常工作和人身的安全。因为接地不良而造成设备故障的情况屡有发生，全国各地就曾多次发生因接地网的问题而造成重大事故的事例。衡量接地系统的标准包括接地电阻、跨步电阻、接触电阻、均衡电位、泄流能力、抗腐能力等，而接地电阻的大小是判断接地系统合格与否的主要判据之一。 接地电阻测试仪是检验测量接地电阻的常用仪表，也是电气安全检查与接地工程竣工验收不可缺少的工具，传统的接地电阻的测量方法，通常是断开接地线与电力设备的连接，采用摇表法进行测量，他是一种离线激励测量方法，存在着明显的缺点； 在测量时电力设备需要停电，影响了电网的正常供电和用户的生产生活用电，会造成极大的经济损失，特别是在电力短缺、社会生产生活各方面对连续供电的迫切需的现实情况下，要一些大型枢纽发变电站停电或临时断开主变中性接地点的困难较大，所以这种离线测试方法明显不适用于现在社会电力设备运行的实际要求。 每次测量时都要打两个或两个以上辅助地极，这不仅增加了维护的劳动强度，浪费大量的人力物力，而且许多现场情况无法打辅助地极，如果周围是水泥地会更加不便;打地桩地点的选择要经过计算，测试结果受具体打桩地点地质和周围地形的影响，有时在打辅助地极时无法满足在地网对角线方向上电流辅助极距地网约40m、电压辅助极距地网20m这一要求。 离线测量方法测试到的仅仅是接地线的电阻是否符合要求，对于连接到电力设备之后，整个系统工作是否良好无法进行判断。因此，在电力系统的接地电阻日常测试中，迫切需要一种不必断开接地线就能够方便地测量接地电阻的在线智能测量系统，本课题就是应此需求而产生的。研究的是一种新型的接地电阻测量系统，它改变了测试接地电阻传统的测量原理和手段。无需打辅助地桩，无需断开设备电源，无需将接地体与设备隔离，可在不断开接地系统的条件下进行接地电阻的在线智能测量。1.2 接地电阻测试方法的发展现状1.2.1 接地电阻测量的基本原理 接地电阻测量的基本方法是设法在电流极和被测接地体之间注入交流电流I，此时在被测接地体和电压极之间可获得一电压U，通过测量该电流和电压值，根据欧姆定律，即可计算出被测接地体的接地电阻。可以说各种接地电阻测试仪都是根据欧姆定律来设计的，只是实现的具体方式不同而己。1.2.2 伏安法(电压电流表法) 最初对接地电阻的测量采用的是伏安法，这种方法是非常原始的。使用安培计、伏特计测量由电源两电极流入地下的电流值，以及测量之间的交流电位差，由安培计和伏特计所得的数值就可以根据欧姆定律计算出接地电阻值。在使用伏安法测定电阻时须先估计电流的大小，选出适当截面的绝缘导线，在预备试验时可利用可变电阻R调整电流，当正式测定时，则将可变电阻短路，由安培计和伏特计所得的数值来计算出接地电阻。 伏安法测量地阻有明显不足之处，首先是麻烦、烦琐、工作量大，试验时，接地棒距离地极为2050米，而辅助接地距离接地至少40100米。另外测试受外界干扰影响极大，在强电压区域内有时无法测量。1.2.3 E型摇表法 五六十年代，苏联的E型摇表取而代之了伏安法，它的基本测试原理是采用三点式电压落差法，是在电流辅助极和被测接地体之间注入低频交流电流I，此时在被测接地体和电压极之间可获得一电压U,通过测量该电流和电压值，根据欧姆定律,即可计算出被测接地体的接地电阻。其测量手段是在被测地线接地桩(暂称为X)一侧地上打入两根辅助测试桩，要求这两根测试桩位于被测地桩的同一侧，三者基本在一条直线上，距被测地桩较近的一根辅助测试桩(称为Y)距离被测地桩20米左右，距被测地桩较远的一根辅助测试桩(称为Z)距离被测地桩40米左右。测试时，按要求的转速转动摇把，测试仪通过内部磁电机产生电能，在被测地桩X和较远的辅助测试桩(称为Z)之间“灌入”电流，此时在被测地桩X和辅助地桩Y之间可获得一电压，仪表通过测量该电流和电压值，即可计算出被测接地桩的地阻。 上述仪器由于手摇发电机的关系，测量精度也不是很高。这种测量方法还有其它缺点：测量都要打辅助地极，需要在现场布置几十米以上的电极引线，增加了作业的劳动强度。由于整个测量过程从打辅助地极到测量都是人工操作，因此测量结果受人为因素影响很大，如测量时手柄摇动速度过慢、频率不均匀等都会对测量结果产生很大影响。测量时需将接地体与设备断开，以避免设备自身接地体影响测量的准确性，从而不能实现在线测量。1.2.4 数字式接地电阻测试仪近年来由于计算机技术的飞速发展，因此接地电阻测试仪也渗透了大量的单片机处理技术，其测量功能、内容与精度是传统仪器所不能相比，例如仿“摇表”式数字地阻仪，它与传统接地摇表的主要区别是将电流电压与接地电阻的采集处理数字化，其电源由电池提供，无需手摇。仿“摇表”式数字地阻仪投入使用给接地电阻测试带来了生机，虽然测试时的接线方式同E型摇表没什么两样，但是其稳定性和精度远比摇表指针式高得多。 而真正接地电阻测试仪的一个突破性创举是在九十年代钳口式地阻仪的诞生，他打破了传统式接地电阻测试方法。如法国CA公司生产的6411单钳式接地电阻测试仪称得上接地电阻测试的一大革命，CA6411钳式接地电阻测试仪外形酷似钳形电流表，其最大特点测量时不需辅助地极，无须切断设备电源或断开地线就可以对使用中的设备的地阻进行在线测量，只需往被测地线上一夹，几秒后即可获得测量结果，极大地方便了接地电阻测量工作。但是，这种测量方法具有如下缺点: 由于仪器向接地回路注入的低频交流电压只有单一的测试频率，当其频率与电气设备地网泄漏电流频率接近时，测量精度很低，严重时甚至无法进行测量；由于电压注入线圈与电流测量线圈组合在同一钳口内，故线圈与线圈之间的互感效应对测量精度有较大影响；不能满足以下地阻的测量要求；钳口内径小(一般为25mm的圆口)，对引线宽度大于25mm的地网无法测量。1.2.5 主要研究内容和关键技术为此，我们设计了一种接地电阻在线测量仪，通过运用单片机控制技术和变频测量技术，设计新的传感器探头，可以克服上述缺点，实现接地电阻的准确在线测量。为了提高测量仪的抗干扰能力，电压线圈产生的低频交流电压的频率是可变的频率可以在94Hz，105Hz，111Hz，128Hz等4种频率中自动选择。测量前，仪器先对接地网中干扰电流频率进行测量，根据干扰电流的频率启动选择低频交流电压的频率，从而避开了干扰电流的频率，大大增强了该仪器的抗干扰能力。运用双钳口法，无需打桩放线即可进行在线直接测量。可自动检测整个接地回路接口连接状况及地网的干扰电压、干扰频率。本课题的目的是实现接地系统接地电阻的智能在线测量，为此需要有非接触的电压和电流传感器来传输和感应电信号，还需要有一个激励信号源；此外，由于电流传感器感应到的电流信号十分微弱，在微安级，因此初级的微电流放大对后续的信号处理十分重要；而如何去除来自系统外部及本身的各种干扰，特别是近频干扰和同频干扰，从强干扰背景中提取出有用信号，是系统测试精度高低的关键。本仪器的关键技术和主要创新点是将传统的模拟电子技术，传感器技术与数字信号滤波处理技术有机的结合在一起来实现接地电阻的测量。本仪器主要设计内容包括：高精度，能抗强干扰的传感器的设计；对微弱电流信号的前置放大电路设计； 可变频的正弦信号激励源的设计； 硬件滤波及数字滤波处理，近频及同频干扰下有效信号的提取。1.3 应用前景分析智能接地电阻测试仪具有测试精度高，操作简便的特点，能够在不停电的情况下检测接地回路的电阻，具有较大的实用价值。除了应用于电力系统接地电阻的测试外，随着移动通信和建筑业等行业的快速发展，也可广泛应用于电信系统、建筑大楼、机场、铁路、油槽、避雷装置、高压铁塔等接地系统接地电阻的日常检测中。第2章 设计总体构思及干扰分析2.1 设计总体构思2.1.1测试原理接地电阻的测量原理图如图2-1所示图2-1 接地电阻的测量原理图2-1中，Nv为绕在仪器电压传感器内的电压发生器线圈的圈数，Ni为绕在仪器电流传感器内的电流接收线圈的圈数。测量时，电压线圈产生一个已知的恒定低频交流电压U，在被测接地引线回路中通过电磁感应产生电压u:,该电压u在地线回路中会产生电流i：，该电流i被电流接收线圈转换为电流I，根据下式即可计算出接地电阻 Rx ： （2-1）式中：通常Nv，Ni取值为1。为提高测量仪的抗干扰能力，电压线圈产生的低频交流电压的频率是可变的，频率可以在94Hz，105Hz，111Hz，128Hz等4种频率中自动选择。测量前，仪器先对接地网中干扰电流的幅值和频率进行测量，根据干扰电流的频率，自动选择低频交流电压的频率，从而避开了干扰电流的频率，大大增强了该仪器的抗干扰能力。2.1.2 硬件原理框图为了实现上述的接地电阻测量方法，系统硬件的原理框图如2-2所示：LCD显示按键输入JTAG通信接口单片机系统耦合电压采样程控有源滤波低通有源滤波前置放大分压电路功率放大电流传感器电压传感器接地回路接地回路图2-2 系统硬件原理框图测量系统主要由单片机构成的信号发生器和数据采集处理系统，程控有源滤波器，前置放大电路等组成，具有按键控制，液晶显示及JTAG通信接口。2.1.2 软件程序框图根据接地电阻的测量原理和硬件框图，作为测试核心的单片机主要完成以下软件功能： 系统开机后的端口初始化设置，系统时钟设置； 液晶显示程序； 干扰频率测量； 正弦波激励电压信号的合成及DAC输出； 电压电流信号的采样； 电压电流采样信号的离散傅立叶检波和同频干扰的去除； 接地电阻的计算。根据上述软件功能整个系统软件总流程框图如图2-3所示：开始系统初始化液晶开机显示激励信号参数设置干扰信号频率检测程控滤波器参数设置程控滤波器参数设置正弦电压激励信号发生电压，电流信号采集DFT选频滤波同频干扰信号分离接地电阻计算测试结果显示图2-3 系统软件总体流程框图2.2系统干扰信号分析接地电阻测量一般在发电站和变电站中使用，在现场实际测量中会遇到各种各样的干扰，电流传感器采样到的信号除了有用的电流信号之外，也含有其它一些干扰成分。主要包括外部环境中的电场和磁场干扰及接地回路中的干扰，按照干扰的传播途径可分为传导干扰和辐射干扰。根据分析，各种干扰成分对于系统的测量精度会产生较大的影响，当接地电阻值较大时，干扰信号强度甚至会远大于有用信号，因此有必要采取相对应的措施减小或去除不需要的干扰信号，从采集到的混合信号中提取出有用的信号供后续信号处理，提高系统的测量精度。由于采用变频测量方法，使系统的工作信号频率避开了干扰信号频率，所以主要是针对与信号频率相接近的近频干扰及从电压传感器发射的同频干扰进行滤波处理。可以通过采用三重屏蔽、带通滤波、离散傅立叶变换(DFT)选频检波、检相方法去除干扰。其去干扰的流程示意如图2-4：三重屏蔽带通滤波DFT检波正交验相信号屏蔽外部电磁辐射干扰跟踪信号频率带宽提取系统频率信号同频信号正交分解有用信号图2-4 系统干扰信号处理过程示意图2.2.1 使用三重屏蔽，减少电磁干扰由于接地电阻测试仪一般在发电站和变电站中使用，外部空间环境中存在较强的电场以及磁场干扰，通过空间传输到传感器的线圈当中，引起波形失真，更重要的是电压传感器的线圈同电流传感器的线圈之间的电磁耦合作用，使得电流传感器中接收到一个与有用信号相同频率的干扰信号，在接地电阻较大时，干扰信号甚至大于有用信号，严重影响系统的测量精度。由于采样信号是从电流传感器感应进来，而系统希望采样到的只是接地回路中的信号，所以要采取措施从源头上减少或完全去除从外部环境空间和电压传感器耦合到电流传感器的干扰信号，而在传感器铁心外侧加入屏蔽层，可以去除大部分外部空间的电磁干扰及同频信号的干扰。为此采用特有的三重屏蔽方法，通过三重屏蔽层，能有效隔离或减弱外部环境中的电磁干扰及电压传感器中的同频干扰。三重屏蔽的主要原理如下：屏蔽技术是利用金属材料对电磁波具有良好的吸收和反射能力进行抗干扰的，根据电磁干扰的特点选择良好的低电阻导电材料或导磁材料，构成合适的屏蔽体就可以减小电磁千扰。屏蔽体所起的作用好比是在一个等效电阻(仪表)两端并联上一根短路线，当干扰信号窜入时直接通过短路线，对等效电阻(仪表)几乎无影响。 电场屏蔽对电场的屏蔽采用导电率高的材料，其原理是使用接地的金属体包裹或隔离信号传输线，在屏蔽体接地后，干扰电流经屏蔽罩外层短路入地，为了达到较好的电场屏蔽效果，需要选用低电阻的金属材料(导电性好)，并且金属体必须要有良好的接地。 磁场屏蔽 对磁场的屏蔽采用高导磁率的材料做成磁屏蔽罩，在磁场频率比较低时(100kHz以下)，通常采用铁磁性材料如铁、硅钢片、坡莫合金等进行磁场屏蔽。由于铁磁性物质的磁导率很大，其磁阻远小于被干扰电路与屏蔽罩之间的空气隙之间的磁阻，所以干扰磁场的磁力线大部分通过屏蔽罩而不通过空气隙进入被干扰电路，从而减小了外部杂散磁场的影响。屏蔽体壳壁的相对磁导率越大或壳壁越厚，进入到屏蔽体内的磁场越弱。 电磁屏蔽电磁屏蔽主要是抑制高频电磁场的干扰，高频磁场屏蔽材料采用导电性良好的低电阻金属材料。当高频磁场穿过金属板时在金属板上产生感应电动势，由于金属板的电导率很高，所以产生很大的涡流，涡流又产生反磁场，与穿过金属板的原磁场相互抵消，同时又增加了金属板周围的原磁场。其总的效果是也是是使干扰磁场的磁力线在金属板四周绕行而过。根据电磁屏蔽的原理，其屏蔽罩不一定要接地，但是为了使其兼顾有电屏蔽的作用，一般将电磁屏蔽层接地。2.2.2 使用带通滤波器，限制采样信号带宽通过电流传感器从接地回路中感应到的信号，包含有各种频率的干扰成分，从上MHz的高频干扰到只有几Hz的低频干扰或直流干扰成分。这样整个采样信号频率带宽较宽，根据奈奎斯特采样定律，为了避免时间信号在频域上的混叠，系统的采样频率必须大于或等于信号最高频率的2倍，此外如果信号中含有高频分量，则系统的采样频率必然需要提高，对单片机的工作速度要求也相应提高。如果要降低系统采样频率，应该去除信号中的高频分量。在单片机对连续时间信号进行数字采样之前，需要使用带通滤波器，通用的带通滤波电路原理图如图2-5，感应信号经过带通滤波处理后，可以滤除信号中的高频及较低频干扰，得到一个较窄的在信号频带范围内的信号，便于后续的信号采样及数字滤波处理。图2-5 带通滤波电路原理图2.2.3 特定频率信号的DFT检波带通滤波器是一个窄带滤波，带通滤波后的信号仍然有一定的带宽，一般可以达到3db，但是如果接地回路中含有与信号频率比较接近的周期干扰信号，正好处于窄带滤波的信号频带内，这一近频干扰用一般的方法是很难滤掉的。原始的信号为时域信号，反映的是以时间为自变量的幅度的关系，从中无法看出信号的具体成分，可以设法把信号转换到频域进行处理。由傅立叶级数的基本概念可知，任意一个函数都可以分解为无穷多个不同频率正弦函数之和。正弦信号是最规则的信号，由幅度、相位和频率三个参数即可完全确定，因此，对一个任意信号，都可以用多个不同频率、幅值、相位各异的正弦信号叠加来表示。此时，对于任一个信号又可以用其不同的频率、幅值组成来确定，这样，对信号的认识就由时域转变到了频域。当有用信号的频域特征与干扰背景噪声不同时，采用频域处理方法可以有效地将特定频率的有用信号分离出来。利用离傅立叶变换(DFT)对波形的采样值进行频谱分析，可以得到一系列谱线，每一条谱线对应一定频率的幅值或相位值，得到了幅度、相位和频率就可以确定一个正弦信号成分。1. 离散傅立叶变换(DFT)的定义时域上的连续时间信号x(t)经等时间间隔采样N点后，得到一个列长为N的离散数字序列x(n)，他的离散傅立叶变换定义为: （，）（2-2） （） （2-3）假定x(n)与y(n)是两个长度为N的有限长数字采样序列，其各自的离散傅立叶变换分别为:， 根据离散傅立叶变换的定义，可以计算得出: （a，b为任意数） （2-4）可见离散傅立叶变换具有线性特性，多个正弦信号登加后的合成信号的离散傅立叶变换，与单个信号进行离散傅立叶变换后再进行相加后的结果是一致的。2. 离散傅立叶变换的检波滤波特性 假设有M个不同频率的正弦信号益加在一起合成一个信号x(t): （2-5）为第i个正弦波信号的幅值，频率，相位对叠加信号Y(t)的进行N点等间隔采样，可得到一个离散数字序列Y(n)，根据离散傅立叶变换的线性特性有: （2-6）所以可以先对单个正弦波的采样序列进行离散傅立叶变换分析，假设有一正弦波信号： （2-7）分别为此正弦波信号的幅值、频率、相位设定系统信号采样频率为，则采样时间；采样点数设为N，即采样序列长度为N，得到正弦波的N点离散采样数字序列x(n): （2-8）此N点采样序列的离散傅立叶变换: （） （2-9） （欧拉公式）令 则有： （2-10） （2-11）由式(2-7)只有可知当即只有当信号频率时，第k点的离散傅立叶变换才有一个值，而其它不同频率的正弦波信号在第k点的值为0，通过计算X(k)，可以得到频率时的正弦波信号的幅值和相位。可见，当输入信号的频率为时，X(k)的N个值中只有，其余皆为零。因此如果输入信号为若干个不同频率的信号的组合信号，经离散傅立叶变换后，在不同的k值上，X(k)将有一一对应的输出，所以，离散傅立叶变换实质上对特定频率额信号具有选择性，具有检波滤波的作用。为离散付里叶变换的频率分辨率，采样的点数N越多，频率分辨率越高。如图2-6所示为离散傅立叶检波滤波示意图，相当于一个梳状滤波器，只有处的频率信号才能通过滤波器。时域信号x(t)离散序列x(n)离散傅立叶变换AD采样0图2-6 离散傅立叶检波滤波示意图对信号进行离散傅立叶变换时，系统的采样频率，采样点数等参数选择应符合以下原则： 当信号中最高频率为时，采样频率应满足奈奎斯特采样定律，即： 也就是说采样时间间隔T需要满足: 信号采集的持续时间为， 式中N为信号采样点数，为谱分析的频率分辨率 离散傅立叶变换的采样点数N需满足: 上式是满足给定标准的最少采样点数。3. 采样信号幅频特性，相频特性 （2-12） 其中:为信号的实部， 为信号的虚部 信号的频率: （2-13） 信号的幅值: （2-14） 信号的相位: （2-15）根据以上分析，通过离散傅立叶变换对采样数字序列进行变换后，可以对信号成分进行频谱分析，得到特定频率正弦波分量的幅频特性及相频特性。4. 检波中的实际问题及解决方法 栅栏现象对离散采样信号进行离散傅立叶检波时，频谱上第k点所对应的频率，这样频谱只给出了信号在一系列离散点处的幅值。而对于相邻两点之间频率的信号，离散傅立叶频谱是无法显示出来的。这就好像是在百叶窗内观察窗外的景色，看到的是百叶窗窗缝内的部分景色，而无法看到被百叶窗挡住的部分。这就是栅栏现象。在理想状态下，激励信号的频率f同单片机程序设定的频率是一致的，ADC采样频率也是根据这个频率设置，一个周期信号中的采样点数是固定不变的。采样序列经过离散傅立叶变换后可以认为：有用信号正好处于频谱图上的第k点上：。第k点处的幅值即为所需频率信号的值。实际中，激励电压信号是由单片机内部产生的，本身就会有一定的偏差，单片机发出的信号经过滤波放大等硬件电路处理后，其实际信号频率会产生一定的偏移，与单片机系统设定的频率实际上并不相符合；如果还是根据事先设定的激励信号频率f来设置采样频率，则计算出的处的值并不能真实的反映原始激励信号，被测信号与设定频率稍有偏离，就会出现较大误差。所以，如何根据实际的激励信号频率来设定ADC采样频率，是DFT检波能准确提取出特定频率信号的关键所在。 信号的频率跟踪采样及其实现根据公式可知，在采样点数N固定N的情况下，要使与信号频率相等，只用根据实际的f值来调整系统采样频率，使系统采样频率实时跟踪激励信号频率变化。为此采用变化采样间隔和固定的采样点数对激励信号(频率为0采样，现设定系统在一个信号周期内固定采样128点，则系统采样频率，采样时间间隔。采样时间间隔由锁相环倍频电路来控制，再造一个与信号严格同步的信号来直接控制信号的采样和转换，这样可以实时跟踪信号频率，保证采样频率和信号频率的比值为固定的128，也就是每一个信号周期都能够采样128点，实现了对信号的实时频率跟踪采样。 锁相环倍频的频率跟踪原理由锁相环和计数器组成的锁相环倍频器可以实现相位锁定和频率倍增的功能，其结构框图如图2-7所示:鉴相器低通滤波器压控振荡计数器分频输入输出输入图2-7 锁相环倍频结构原理框图 由上图，锁相环由三部分组成：即相位比较器(鉴相器PD)，低通滤波器(LPF)和压控振荡器(VCO)。这是一个相位自动跟踪的负反馈系统。相位比较器将和两信号之间的相位差转换成脉冲宽度信号，经低通滤波器平滑后，输出一个直流电压信号，正比于两信号之间的相位差。压控振荡器是一种输出振荡频率受输入直流电压控制的振荡器，直流电压信号控制压控振荡器的频率变化，使输入和输出信号频率之差不断减小，直到两者之间的差值为零。如果和有相位差变化时，就可导致振荡频率的变化。经计数器N(N为正整数)分频后，作为负反馈信号，环路设计时保证了此负反馈回路是稳定的。和只要有丝毫差别，其相位差就会不断地增加或减少，负反馈环路设计保证了相位差为零的趋势。因此，只要电路增益足够大，系统又稳定工作（锁定状态)，准确无误，即，实现了严格的倍频要求，而且相位上也是锁定的。 如果周期信号在锁相环的输入端每周期产生一个脉冲信号，输出端就会有N个脉冲信号输出，用输出脉冲去触发A/D转换进行采样，就实现了N倍频的整周期采样。这种采样方式与时间无关，称为空间采样。 频率跟踪的硬件电路实现 系统频率跟踪电路的核心部件是锁相环，锁相环选用集成数字锁相环芯片CD4046，CD4046的内部结构见图2-8：图2-8 CD4046的内部结构图CD4046内部集成有2个不同类型的相位比较器、1个压控振荡器、输入信号源极跟随器和稳压管。相位比较器有2个共同输入信号端(3脚和14脚)，一般14脚为外部信号输入端，3脚为PD反馈信号输入端。相位比较器I是异或门，它有较好的噪声抑制性能，但捕获频率范围较窄，使用时要求输入信号的占空比为50%的产生1个数字信号(2脚)，并在外部输入信号与PD反馈输入信号之间的中心频率处维持相移；相位比较器n由逻辑门控制的4个边沿触发器和3态输出电路组成的边缘触发双稳电路，不要求输入信号的占空比为50%,产生数字误差信号(13脚)和相位脉冲输出(1脚)，并在外部输入信号与PD反馈输入信号之间保持严格同步，产生相移。线性压控振荡器VCO产生1个方波输出信号，最高频率可达1.5MHz，其实际输出频率与VCO输入的电压以及连接到引出端的电容值及的阻值有关，并且输出范围为其中： (2-16) (2-17) 其中:； ； 。 相位脉冲输出端(1脚)，用于表示锁定或2个信号之间的相位差。如果相位脉冲端输出高电平，表示处于锁定状态。在信号输入端无信号输入时，压控振荡器被调整到最低频率上。 以CD4046为核心设计的锁相环倍频电路如图2-9所示，可以选择实现2，4，8，16，32，64，128，256多种倍频的电路。图2-9 锁相环倍频硬件电路 R3，R2和C2组成低通滤波器，第12管脚开路以实现最低输入频率接近于零，C1的大小控制倍频的中心频率；通过双四位二进制计数74LS393实现2的整数次幂倍频，从VCO的4端输出的信号，输入到计数器74LS393的1端，计数器74LS393对输入信号可进行2，4，8，16，32，64，128，256分频，分频后的输出信号接到相位比较器的输入端3，与输入的原始信号进行相位比较，直至3端和4端的输入信号的相位差不再随时间变化而变化，环路进入锁定状态，此时VCO的4端输出的信号即为对实现了N倍频的信号。2.2.4 同频干扰信号分离 经过DFT选频后可以提取出一个与系统信号频率相同的信号，此信号是两个同频信号的叠加值：一个为同频干扰信号,与激励电压信号的相位是相同的；另一个是经电而电压转换后的有用信号，相位滞后激励电压信号。现需要将有用的电流、电压转换信号给提取出来，传统的方法是采用互相关软件锁相方法来滤除同频正交干扰。但是无论是采用互相关正交检测法还是采用正交矢量分解法，都必须保证激励电压信号采样序列与电流信号的采样序列是一一对应的，即两采样序列是要保持同步，表明电流信号是在激励电压信号作用下的结果，这样计算出来的电阻值才是真实的值。如果两个信号不是同时采样，则各通道采集的信号并不是同一电角度下的数据，两者之间的相位差是不真实的，若用这样的数据作为原始数据使用，将带来相应的系统误差。现采用电压电流轮流采样的方法(如图2-10)：即先采样一个电压点，完成后马上切换到电流采样，采样一个点，然后回到电压采样，如此循环直到完成系统所需的采样点数为止。多路选择开关采样/保持整形/锁相/128倍频CPUA/D转换电流信号电压信号IN1IN2图2-10 电压电流同步采样示意图己知系统信号最高频率为128Hz，最低为94Hz，现一个周期要等间隔采样128个点，则每一个信号的最低时间采样间隔，；仪器采用的高速单片机，内部集成有一个8通道的ADC，通过模拟选择开关AMUX切换转换电压电流采样通道，其采样/保持的建立时间为, ADC转换采样时间最大为，可见完成两个信号的切换采样时间最多为，在系统采样时间间隔规定的范围内，从而可以保证对电压电流信号的同步采样。从而可以得到准确的电压电流信号相位差。通过使用三重屏蔽设计、带通滤波器、特定信号的DFT检波及同频干扰信号的分离后，可以基本上能去除测量过程中存在的干扰，从而得到准确的有用信号值，为后续的处理提供了很大的方便，确保了测量的接地电阻阻值的准确性。第3章 测量系统的硬件设计3.1单片机硬件系统的配置3.1.1 单片机选型 根据前面介绍的测试原理，单片机系统是接地电阻测量系统的核心部分，单片机系统需要完成如下基本功能： DAC器件作为数字正弦信号发生器，产生正弦波信号 ADC器件完成数据采集，测量电压电流信号 数据采集结果的检波滤波及其运算 测试结果的液晶显示 传统的80C51单片机通常内部资源少，需要外接专门的DAC和ADC器件，还要用数据锁存器，存储器等一些辅助器件，这样不仅增加了仪表电路板的面积及布线难度，而且控制起来也较麻烦，有时会出现时序紊乱，动作失控，数据错乱的现象，而且其运算速度慢，影响到数据的实时处理。为此，我们选用了Cygnal公司C8051F系列单片机中的C8051F005作为检测核心，只需要一片指甲大小的芯片就可以完成上述所有的系统功能，无需外围器件，配置十分简单，整机的稳定性更好，数据精度更高。现介绍C8051F系列单片机单片机的特点如下。Cygnal公司推出的C8051F系列单片机既弥补了80C51系列的不足，又与MCS-51指令集兼容。C8051F系列单片机是完全集成的混合信号系统级芯片，具有与8051指令集完全兼容的CIP-51内核。在单片内集成了构成一个单片机数据采集或控制系统所需要的几乎所有模拟和数字外设及其它功能部件。这些外设或功能部件包括：ADC、可编程增益放大器、DAC、电压比较器、电压基准、温度传感器、SMBus/I2C、UART、SPI、定时器、可编程计数器/定时器阵列(PCA可实现捕捉、软件定时、高速输出、PWM), Flash存储器、非易失性存储器、内部振荡器、看门狗定时器及电源监视器等。这些外设部件的高集成度为设计小体积、低功耗、高可靠性、高性能的单片机应用系统提供了很大的方便，同时也可以使整体系统的成本大大降低。CIP-51微控制器内核CIP-51与MSC-51指令完全兼容。CIP-51内核废除了原51的机器周期概念，指令以时钟为运行单位，创建了CIP-51的CPU模式，以流水线方式处理指令，标准的8051一个机器周期要占用12个系统时钟周期，执行一个指令至少要一个机器周期，而CygnalC8051F系列单片机指令处理采用流水线结构，机器周期由标准的12个系统时钟周期降为1个系统时钟周期，指令处理能力比MCS51大大提高。70%的指令执行是在一个或两个系统时钟周期内完成，只有四条指令的执行需4个以上时钟周期，大大提升了运行速度。CIP-51工作在最大系统时钟频率25MHz时它的峰值速度达到25MIPS。C8051F系列单片机的I/O口由固定方式改为交叉开关配置，可编程数字I/O和交叉开关是一个大的数字开关网络，它允许将内部数字系统资源分配给端口I/O引脚。可通过设置交叉开关控制寄存器（XBR2、XBR1和XBR0）将片内的计数器/定时器、串行总线、硬件中断、ADC转换启动输入、比较器输出以及微控制器内部的其它数字信号配置为在端口I/O引脚出现，这就使用户可以根据自己特定应用选择通用端口I/O和需数字资源的组合。而不同于8051单片机的引脚基本是固定分配的。交叉开关是一个多路选择器，它用于为器件内部的硬件外设分配I/O端口，例如它可以决定UART的RXD和TXD连到哪一个端口引脚，交叉开关负责SMBusSPIUART，定时器捕捉模块，外部PCA输入，比较器输出，定时器外部输入SYSCLK以及A/D转换启动输入的引脚分配必须在访问这些外设的I/O之前配置和允许交叉开关，未指定的端口引脚作为通用I/O。C8051F系列单片机具有片内JTAG和调试电路，通过4脚JTAG接口，并使用安装在最终应用系统中的产品器件就可以进行非侵入式全速的在系统调试。该JTAG接口完全符合IEEE1149.1标准，为生产和调试提供完全的边界扫描功能。3.1.2 C8051F005单片机系统说明根据系统的实际需求，我们在从C8051F系列中选用了C8051F005单片机作为检测仪器的核心。在该接地电阻测量仪中：采用片内数模转换器（DAC）子系统产生低频可变频率的正弦波信号；采用片内可编程增益放大器（PGA）实现量程转换；采用片内模数转换器（ADC）子系统测量电压传感器的耦合电压和电流传感器的感应电流以及地线回路中的干扰电流；采用片内可编程定时器阵列（PCA）测量干扰电流的频率；采用片内串行口将测量数据上传到上位机。由此可见，只要采用C8051F005单片机单个芯片即可完成接地电阻测量仪的大多数功能，从而简化了系统硬件设计，降低了系统成本和功耗。现具体说明C8051F005单片机内部资源如下：1. 模块外设一个8通道12位逐次逼近型ADC，可编程转换速率最大100Ksps，带可编程放大器（增益：16、8、4、2、1、0.5）；两个12位DAC；两个模拟比较器，16个可编程滞回电压值，可用于产生中断或复位。2. 高速8051兼容的微控制器内核流水线指令结构，70%的指令的执行时间为一个或两个系统时钟周期；速度可达25MIPS（时钟频率为25MHz时）。3. 片内JTAG调试和边界扫描片内调试电路提供全速非侵入式的在系统调试不需仿真器，支持断点单步观察点堆栈监视器。4. 存储器2304字节数据存储器（RAM），32K字节闪速存储器（FLASH）可以在系统编程。5. 数字外设4个字节宽的端口I/O，32个I/O口，所有口线均耐5V电压；可同时使用的硬件I2CTM/SMBusTMSPITM及UART串行通信；16位可编程的计数器/定时器阵列（PCA），带5个捕获/比较模块，四种工作方式，每一个都配置为8位PWM；4个通用16位计数器/定时器；专用的开门狗定时器；双向复位。6. 时钟源内部可编程振荡器216MHz，外部振荡器：晶体，RC，C或外部时钟。C8051F005单片机采用64脚TQFP封装，工作电压为2.6V3.6V。3.2 单片机外围电路模块设计3.2.1 电压偏移电路C8051F005单片机的ADC子系统输入可设置为单端或差分方式，范围为0Vref，Vref为单片机内电压基准（2.4V），这里将ADC子系统的输入设置为单端方式。由于被测模拟量均为双向交流信号，因此必须在A/D转换之前对该信号进行电压偏移，将其变换为0V2.4V的输入范围。ADC部分偏移电路原理如图3-1所示。图3-1 ADC部分偏移电路原理图经计算可得： （3-1）从而得到0+2.4V的符合ADC要求的输入电压。C8051F005单片机的DAC系统输出为单端输出方式，输出电压Vo范围为0+2.4V，而我们需要的是一个双向正弦信号，因此需要将产生的单端信号进行偏移，将其变为-2.4V+2.4V的电压，DAC电压输出电压偏移电路原理图如图4-2所示：图3-2 DAC输出电压偏移电路经计算可得： （3-2）其中为C8051F005内部电压基准，范围为0+2.4V，这样可以得到-2.4V+2.4V的双极性正弦波输出。3.2.2 JTAG接口电路JTAG接口使用MCU上的四个专用引脚，他们是TCK、TMS、TDI、TDO，这些引脚都耐5V电压，通过这四个JTAG引脚可以方便实现单片机在系统调试，程序的下载以及日后的系统升级。相关JTAG引脚的定义为：TCK为测试时钟输入；TDI为测试数据输入，数据通过TDI引脚输入JTAG接口；TDO为测试数据输出，数据通过TDO引脚从JTAG接口输出；TMS为测试模式选择，TMS用来设置JTAG接口处于某种特定的测试模式；TRST为测试复位，输入引脚，低电平有效。JTAG引脚定义见表3-1： 表3-1 JTAG引脚定义引脚说明13.0至3.6V输入2、3、9接地4TCK5TMS6TDO7TDI8、10无连接与单片机的接口电路如图3-3所示：图3-3 JTAG接口接线图3.3 微弱电流信号前置放大电路设计由于地线回路中感应电流变化范围较大，为几十微安几十毫安，从电流传感器内感应得到的微弱电流信号从，电流十分微弱，并且最小值和最大值之间相差10000倍，其动态范围较大，如果采用某用一固定增益对电流信号进行放大，显然不能满足A/D转换器的输入要求：当设定增益太大时，大信号有可能会超出A/D转换的量程，非线性误差增大；当设定增益太小时，小信号有可能无法检测到，且A/D转换后将丢失较多的有效数据位，量化误差较大，即使采用高位A/D转换器也很难满足测量精度要求。为了提高测量精度，采用两步放大的方法：第一步进行I-V转换，使用合适的精密运算放大器将电流传感器感应到的微弱电流信号转换为一个适当的小电压信号。第二步使用单片机内置的可编程增益放大器，根据第一级输出的电压信号，通过寄存器设置即可自动进行增益调整，从而将不同幅度的微弱电流信号放大到某个特定范围，输出符合A/D转换器输入范围要求的电压，从而提高了其转换精度，便于后续的信号处理。3.3.1 微电流测试基本原理由于电流不能被直接测量，所以一般先要将电流转换为电压，目前微电流测量基本上是采用负反馈放大的运算放大电路，其本质就是一个电流/电压转换电路，一般要是用一个精密电阻接在被测电路中，再用电压放大器对电阻上的电压进行放大，其基本测量原理电路如图3-4所示:图3-4 微电流放大电路原理图 理想状态下，放大器输入阻抗为无穷大，输入偏置电流为0，此时输入电流和输出电压的理想关系式为： 式中: 微输入被测电流，为取样反馈电阻3.3.2 微电流放大电路元器件的选择 由上可知，运算放大器输出电压与输入电流直接成比例关系，如果采用理想放大器和理想的安装技术以及在理想环境中，此I/V变换器从理论上讲，只要足够大可以测量任何量级的微弱电流的。 但实际上，纯理想的情况是不存在的，由于运放的非理想状态和外围电阻组件R的精度及安装技术等方面的影响，在微弱电流的实际测量中会引入多种误差。现对误差进行分析： 根据节点电流方程式： （3-3） （3-4） 式中：运放失调电压 运放输入偏置电流 运放开环增益比较两式，实际运算放大器所引入的误差 （3-5） 可见只有当，时，(3-5)式才能满足理想结果。实际上运放的输入阻抗并不是无穷大，偏置电流有分流作用，由于被测对象是微弱电流信号，放大容易引起电压和电流的失调，以及零点漂移、自激干扰，上述因素对微电流的测试精度都会产生影响，所以此时普通的运算放大器已无法满足精度要求，因为它们的输入失调电压一般在数百微伏以上，失调电流也较大，要实现微电流的放大，运放的选择是关键，一般根据以下几点来选择： 低运放输入偏置电流，运放的输入阻抗要大； 被测电流所转换成的电压远大于运放的失调电压，低失调漂移； 所选用的运放要有足够大的开环增益与共模抑制比； 噪声要小。 通过上述分析可以看出，图3-4形式的I/V变换器误差项的主要贡献者，便是输入偏置电流和失调电压。因此，在设计图3-4形式的测试线路时，寻找输入偏置电流小、低失调的运放或采取措施提高IN转换器的输入阻抗，从而降低测量误差。 根据上述要求，选择MAX406为第一级运放，将微电流转换为电压。MAX406具有优异的直流特性，失调电压及其漂移、共模电压、低频噪声、电源电压变化等对运算放大器的影响被降低到了最小，非常适合用于微电流信号的放大。 3.3.3 放大电路结构的改进 由图3-4可知，要达到pA级微弱电流测量水平，例如要达到1mV/pA的灵敏度，所需的反馈电阻为数量级。如此高的电阻值不仅会加大输入偏置电流，失调电流及其漂移的影响，产生运算误差，而且还会影响到增益的精度和稳定性。此外，电阻过高，其上的分布电容影响也随之增加，电路的响应速度下降，为此，需要对原先的电路进行结构上的改进，如图3-5所示，采用T型网络结构的电路，就可以用较小的电阻值得到较高的灵敏度。图3-5 T型结构微电流测量电路 电路的输入输出关系为: (3-6) 从式中可以看出，值可以不必取得很大，单靠选取的比值即可得到与高阻值相同的放大倍数。3.4 程控滤波器电路模块设计 信号在输入到单片机ADC采集端之前，需要对信号进行模拟硬件滤波，以滤除一些较强的干扰，降低信号的频宽，便于后续的数据采集和数字信号处理。 目前采用的模拟滤波器分为无源和有源两种。无源滤波器只适用于要求较低的场合；有源滤波器的性能远比无源滤波器好，它应用更广泛，但大多采用固定的滤波频率。在中低频场合，一般是采用有源滤波器或者由分立组件组成的调谐电路来实现信号滤波。后者尽管具有较高的选择性和性价比，但是由于集成电路趋于小型化集成化而使用的并不普遍。普通的有源滤波器由运算放大器和R，C组成，实现容易，性能远比无源滤波器好，应用更广泛。但大多采用固定的滤波频率，其截止频率取决于所采用的元器件阻值和容值，精确度较低。而且参数调整困难，电阻、电容的选取和匹配以及优化灵敏度等问题也费力、费时。当被处理的信号周期随时间变化、且干扰或