第六章系统设计

第6章 系统设计电子设计与制作的对象范围广泛，从控制工程到测量技术，到电力电子，以及计算机等方面的内容都包括在其中。为了便于说明和讲解系统设计过程，将系统设计所包含的课题内容分为几类进行介绍。6.1 控制类系统设计以控制思想为基础，控制算法为核心，控制工程为内容的这类系统归为控制类系统，控制类系统设计的核心是控制算法，将受控制的对象抽象出可以控制的模型才是科学的控制，而不能盲目的使用“模糊”控制。6.1.1 水温控制系统1. 系统设计指标设计制作一个水温自动控制系统，控制对象为1L的净水，要求温度设定范围4090，最小区分度为1，温度控制的静态误差小于等于0.2。采用适当的控制方法，当设定温度突变(由40提高到60)时，减小系统的调节时间和超调量，并且系统实时显示实际温度，附加显示或者打印温度变化曲线。2. 系统设计及方案确定根据系统设计要求，被控对象为1L的净水，信号采集则要用到温度传感器，需要将温度信号转换为电信号然后进行采集。系统结构为如图6-1所示的框图：图6-1 水温控制系统框图常用的温度传感器有Pt100、LM35等，这两种传感器用法相似，先将温度量转换为电信号，然后利用A/D转换芯片将电信号转换为数字量。单线数字温度传感器DS18B20是DALLAS公司生产的单线式(1-wire)数字温度传感器，具有3引脚小体积封装形式，温度测量范围为55125，可编程为9位12位A/D转换精度，测温分辨率可达0.0625，被测温度用符号扩展的16位数字量方式串行输出，相当于普通温度传感器与A/D的集成，单片机只需一根端口线就能与DS18B20通信，可节省大量的引线、电路和资源。水温控制算法在“算法简介”章节中有详细的介绍，在此不再赘述。用户可以根据控制要求和算法性能来选择合适的算法进行控制。功率控制部分通过数字电路控制电炉丝等交流功率器件来实现对水温的调节，也即需要实现数字电路控制交流模拟信号，低压信号控制高压信号。控制方式通常有两种：调功法和调相法。(这两种控制方法在“典型应用技术”章节中的交流功率控制也已介绍过。)3. 系统实现(1).温度采集部分 LM35的应用电路图如图6-2所示，直接从温度传感器LM35出来的信号比较微弱，需要接一级放大，将信号调节到适合A/D转换器测量的范围。图6-2 LM35应用电路DS18B20应用电路的外围电路比较简单，数据端口直接与单片机连接，使用单线通讯方式，但注意数据端口需要上拉电阻。电路如图6-3所示。图6-3 DS18B20应用电路(2).功率控制部分使用电热杯加热水温，控制水温就需要控制电热杯的功率。继电器可以实现低电压控制高电压，但是由于继电器的机械特性，反应速度比较慢，使用寿命也相当有限，在多次通断后容易产生控 图6-4制失灵现象。光耦可控硅不仅可以实现弱电对强电的控制，还能将弱电与强电隔离，去除级间窜扰。因此采用光耦可控硅实现功率控制。光耦合双向可控硅内部为一硅光敏双向可控硅，还带有过零触发检测器，以保证电压接近零时触发可控硅。结构图如图6-4所示。典型光耦合双向可控硅为MOC3041/3042/3043。具体实现电路如图6-5所示。图6-5 光耦合双向可控硅功率控制电路由于电热杯是感性元件，故在电路中接入一个0.01uF的电容来校正零相位。(3).串行通信要能显示和打印水温变换的实时曲线，单片机应与PC机进行串口通信。单片机与PC机的串口通信的电平转换由MAX232实现，电路如图6-6所示。图6-6 串口通信电路其中C1C4可用1uF的电解电容代替，且在硬件连接时尽量靠近 MAX232，C5为0.1uF去耦电容，同时要保证单片机和MAX232共地。(4).控制实现用调功法控制水温的实质是控制能量守恒，根据上升到某一特定温度和下降到某一特定温度的时间比来决定稳定在该温度所需的电热杯通断时间。单片机在接收按键中断后判断输入数据，采用分段PID算法控制温度调节和稳定。分段PID控制将40100均匀分成5的温度段，不同温度段的加热惯性不同，测试每段的加热时间和自然降温时间，然后算出维持的温度的比例关系，定出维持每段的维持温度控制量。段内根据温差进行细调，以及温度差的差进行趋势的预测与调节。采用调功法控制强电，将每个正弦波分为两份，每个半波为一个功率因子。由于市电为50Hz，当控制周期为960ms时，每个控制周期包含96个半波。FPGA输出控制周期序列，通过序列的高低电平控制这96个半波的通断，这样就实现了在一个控制周期中控制通过的正弦波的半波个数，从而调节输出的功率。 单片机的软件流程图如图6-7所示。 6-7(a) 单片机控制路程图 6-7(b) 按键中断流程图图6-7 水温控制软件流程图(5).实时检测结果在PC机上用Visual C编写显示界面程序，界面友好。通过显示界面检测水温控制效果。选择升温至40、升温至70和降温至70三种不同温控情况，实时测试结果例举如图6-8所示。6-8(a) 升温至40温控曲线6-8(b) 升温至70温控曲线6-8(c) 降温至70温控曲线图6-8 水温控制实时曲线4. 小结 (1).要提高水温控制系统的精度，首先应考虑温度测量精度的提高，由于温度传感器本身的误差和传感器温度电阻电压之间的线性度不是完美的，所以要对温度的采集测量进行补偿和拟和，提高温度测量的精度。(2).水温控制系统中控制算法是关键，控制算法的选用对于控制精度起着决定性的作用，因此要对控制的对象进行分析，将其抽象为数学模型根据控制算法的特点选择合适的方法进行控制。(3).控制反应时间和超调量是水温控制的两个重要指标，这两项指标又是相互矛盾的。要减小控制反应时间则需要增加控制量，增加控制量又会导致控制系统的超调量增大；反之，如果要减小超调量，则要减小每次的控制量，控制量减小会导致控制时间增长。因此要选择合适的参数，使得超调量和反应时间达到最优的结合。6.1.2 悬挂运动控制系统1. 系统设计指标设计电机控制系统，控制物体在倾斜(仰角100)的板上运动。白色底板上固定两个滑轮、两个电机，电机通过穿过滑轮的吊绳控制质量大于100克的物体在板上运动，运动范围为80cm100cm。物体上固定浅色画笔，可在板上画出运动轨迹。板上标有间距为1cm的坐标线，左下角为直角坐标原点，如图6-9所示。图6-9 悬挂运动控制系统示意图要求实现：(1).可通过键盘或其他方式任意设定坐标点参数，并能显示物体中画笔所在位置的坐标控制物体在设定范围内作自行设定的运动，运动时在板上画出运动轨迹，轨迹长度不小于100cm，300秒内完成；(2).控制物体作圆心可任意设定、直径为50cm的圆周运动，300秒内完成；(3).物体从左下角坐标原点出发，150秒内到达设定的一个坐标点(两点间直线距离不小于40cm)；(4).控制物体沿板上标出的任意黑色曲线运动，曲线线宽1.5cm1.8cm，前一部分连续线段长约30cm，后一部分是两段总长约20cm的间断线段，间断距离不大于1cm。沿连续曲线运动在200秒内完成，沿间断曲线运动限定在300秒内完成。2. 系统设计与方案确定按照设计要求，受控物体在两个电机共同控制下沿设定轨迹运动，固定于物体上的画笔通过重力作用在斜面上画出运动轨迹。要求受控物体沿设定黑色曲线运动时，必须依靠物体上的传感器对斜面上的黑色曲线进行检测。根据以上分析，系统采用如图6-10所示的框图设计。FPGA作为系统控制核心，产生对电机的控制信号，使控制时间与单片机进行大量运算的时间分离，系统具有较快的执行速度。图6-10 悬挂运动控制系统设计框图针对系统中各模块的设计，进行进一步的方案确定。(1).电机类型的选择。直流电机输出功率大、带负载能力强、驱动电路简单，但精确控制直流电机转动角度不易实现，因此使用步进电机。步进电机具有较强的快速启停能力，可通过对其转动步数的控制从而实现对位移的精确控制。由于受控物体质量大于100g即可，一般步进电机的输出功率足以满足负载要求。(2).电机驱动模块的选择。为保证控制的精度，需尽量采用高性能的驱动电路以保证步进电机良好的运转性能。采用集成电机驱动块。集成驱动块驱动能力强、工作稳定，其内部加入了光耦隔离器将控制电路与驱动电路完全隔离，防止了电动机在启动和制动时对控制电路造成影响。集成驱动块选择因所选用的步进电机而异，在本设计中使用反应式三相步进电机，UP-3BF04型号的集成驱动块。该驱动器使用简单，只需要两根信号线便实现三相步进电机的精确控制，一根信号线通过输出逻辑电平控制电机的转动方向，另一个信号线通过输出频率可变的方波信号来控制电机的转动速度。(3).传感器类型的选择。由于普通光电二极管的检测灵敏度与系统所处的环境有关，大大降低系统的适应性和可靠性。而一般光源红外线频段能量较弱，对红外传感器的干扰较小，且红外线波长大，近距离衰减小，因此用红外传感器探测近距离黑线更加可靠。(4).传感器的安装方法。将8个传感器均匀分布于画笔周围，并形成一个八边形以细化物体的运动方向。受控物沿设定黑线运动时，不管有没有断点，总有传感器检测得到黑线，控制物体朝检测到黑线的那个传感器的方向运动。安装示意图如图6-11所示。268847315画笔(5).算法的选择。若通过对已知曲线计算，将曲线转化为坐标点依次存入存储器，再控制电机使画笔依次移动到存储器中存储的各点，实现简单、执行速度快，但需要较大的存储空间；若实时计算曲线的斜率，根据斜率分别控制两电机的速度，来完成任意曲线的绘制，画出的曲线会很平滑，但算法复杂，控制困难。本系统适合采用图形扫描算法Bresenham算法，仅使用整数加法和乘2运算即可实现，速度快，精度高。 图6-11 传感器安装示意图3. 系统实现(1).系统模型分析 为了便于得到系统的运动控制模型，先作如下模型假设： 不考虑吊绳自身的形变； 不考虑滑轮和物体的大小，假设均为质点； 假设在工作中电机的状态是稳定的，即电机无失步现象且步长不发生变化。在此假设前提下，系统模型可简化为图6-12所示。图6-12 悬挂运动控制系统模型简化示意图在此直角坐标系中，由于底板的左下角为坐标原点，所以两个滑轮的坐标分别为、，是受控物体，设其坐标为，、的长度分别设为a、b，满足：当受控物体移动到, AC、BC的长度分别为a、b，满足：采用两个相同的步进电机，设步长为，当物体从运动到 时，两电机分别运转步。由于吊绳长度不变，可得到如下关系式：； ； 其中 表示取整。当获知受控物体运动轨迹的任意两点位置时，通过以上关系式就可以计算出电机要转动的步数和方向，从而可以实现对物体运动的控制。在系统的实际工作过程中，滑轮和物体的大小以及吊绳自身的形变均会对系统产生或大或小的影响，同时吊绳受力的变化也会影响电机的步长，从而增大系统误差。经过测试，滑轮和物体的大小产生的误差可以忽略，同时若采用应变系数小的吊绳，其形变对误差的影响也可以忽略。Bresenham算法的具体实现原理在“算法简介”章节中已经介绍，用Bresenham算法实现运动控制的程序见附录C。(2).硬件实现此控制系统中主要的硬件电路就是反射式红外传感器的工作电路，其余部分的控制电路均在FPGA内部实现。反射式红外传感器的工作电路如图6-13所示，当红外传感器位于黑线上方时，输出端C输出高电平，将此电平送至比较器的3脚，与标准电平比较，若高于标准电平，则比较器输出高电平，反之输出端out输出低电平。当传感器离开黑线时，输出端C输出为低电平，比较器输出低电平。FPGA通过对比较器输出电平的高低判断来辨别受控物体的位置判断，从而通过控制步进电机实现受控物体运动的控制。在不同光照条件下，通过调节电阻Rp来改变标准电平，可增强系统的适应性。图6-13 反射式红外传感器电路FPGA内的主要功能模块有：键盘扫描模块、液晶显示驱动模块、去毛刺模块和总线控制模块。其中键盘扫描模块用于完成键盘扫描、按键去抖动和键值输出的功能。如图6-14所示，clk40k为本模块的工作时钟，int1产生中断请求，键值Key_data通过总线控制模块传给单片机。图6-14 键盘扫描模块电路液晶显示驱动模块的主要功能是控制单片机与LCD液晶显示器的数据通信，具体实现如图6-15所示。图6-15 液晶显示驱动模块物体运动过程中的晃动会使红外传感器的输出信号存在毛刺，可在FPGA内部利用移位寄存器设计一个去毛刺电路，具体实现如图6-16所示。被测信号送入移位寄存器(时钟信号为40kHz)，当连续收到4个1(表示红外传感器探测到的为黑线)时，与门输出才为1。clk40k为移位寄存器的时钟信号，其周期越大，去毛刺的作用越明显。图6-16 去毛刺电路图6-17为去毛刺模块的波形仿真图，由仿真结果可以看出，该电路能有效地去除毛刺，避免单片机出现误判的情况，提高了系统的稳定性。图6-17 毛刺电路波形仿真图(3).软件实现对于直线和圆轨迹的运动控制分别对应线段的整数Bresenham算法和圆的Bresenham算法，“画自拟线”功能可以通过输入两组(x,y)坐标自动生成折线。黑线寻迹则采用邻位方向优先的链码形成段算法。另外，在制作的物体模型中，画笔距图 中的C点33mm，设预定轨迹为，则C点对应的预定轨迹应变为，以及对、长度取近似，取整时产生的舍入误差都会随物体运动坐标点数的变大累计增加，这是系统误差的主要来源之一，需要做一定的软件修正。控制系统实现规定区域上的任意两点的直线绘画，任意半径圆的绘画(可以支持任意切点作为起始)，并且具备显示当前与目标坐标、记录运行时间、出界报警、重复录入、中途中断等功能。4. 小结本系统以单片机为控制核心，采用整数Bresenham算法，双电机协调工作，8个反射式红外传感器探测运动轨迹，并对接收到的信号进行合理的逻辑判断，实现了任意轨迹的快速跟踪与定位。FPGA通过对键盘扫描，实现对任意坐标点参数的设定，LCD实时显示画笔所在的位置坐标。控制算法简洁，准确实现了悬挂物体在倾斜平面上沿直线、圆、任意曲线的运动，同时在缩短运动时间方面表现突出。6.2 仪器类系统设计平时的实验中使用的各种仪器就是仪器类系统的最终成品，是我们接触最多、最熟悉的系统类型，实际制作仪器类系统时可以这些仪器作为参考标准。仪器类系统的数字部分和模拟部分一般都占同等分量，制作这类系统既能锻炼模拟电路的设计能力，又能锻炼数字电路的设计能力，还又助于透彻理解实验仪器的结构、原理及功能，对完成其他电子实验也有辅助作用。因此，电子设计中最常出现的设计题型为仪器类系统的设计。仪器类主要解决信号的产生、检测、采集、处理等问题，涉及到函数信号产生、微小信号处理、信号特性测量、信号频谱分析等等内容。6.2.1 函数信号发生器1. 系统设计指标设计制作一个函数信号发生器，能够产生正弦波、方波、三角波以及用户能够根据按键控制输出的波形，并且频率可调、频率步进10Hz，输出频率要达到200KHz；输出波形的幅度可调，输出幅度范围05V，幅度步进值为0.1V。并且能够显示输出的波形的类型、频率和幅度等功能。2. 系统设计及方案确定系统设计框图如图6-18所示。图6-18 函数信号发生器系统设计框图根据系统框图，就各部分模块的实现方案及其选择论述如下：(1).频率合成方案频率合成的实现方法很多，可以采用分立模拟元件或者单片压控函数发生器MAX038正弦波、方波、三角波，通过调整外部元件改变输出频率。采用模拟器件时元件分散性太大，参数与外部元件有关，外接的电阻电容对参数影响很大，因而产生的频率稳定度较差、精度低、抗干扰能力差、成本较高，且灵活性也较差，不能实现任意波形输出以及波形运算等智能化的功能。采用程控锁相环也能实现频率合成。锁相环频率合成是将高稳定度和高精确度的标准频率经过加减乘除的运算产生同样稳定度和精确度的大量离散频率，在一定程度上解决了既要频率稳定精确、又要频率在较大范围可变的矛盾，能产生方波，通过积分电路就可以得到同频率的三角波，再经过滤波器就可以得到正弦波，但不能满足任意波形的输出要求，功能扩展有限。采用直接数字频率合成(DDFS)技术产生波形，信号频率范围覆盖超低频和高频，便于单片机控制。通过计数器的输出作为读取波形存储器的地址，将读出的数据送至D/A转换器输出波形。这是一种比较成熟的方法，已经被广泛的应用，具体的介绍详细见“典型技术应用”章节中的DDS技术。(2).波形存储方案选择可以直接使用ROM来做为波形存储器，事先将波形数据烧录到ROM中，通过地址的选通来选择输出不同波形，但是需要扩展RAM来实现任意波形的输出和波形运算。也可以直接采用RAM存储数据，将每次要输出的波形存放到RAM中，然后寻址输出波形。由于RAM不能直接挂在系统总线上，否则会出现总线冲突，故采用双口RAM。双口RAM有两套完全相同的I/O口，即两套数据总线、两套地址总线、两套控制总线，并有一套竞争仲裁电路，可以通过左右两边任一组I/O进行全异步的存储器读写操作，无需系统总线隔离。FPGA的使用给DDS的实现提供了极大的方便，通常FPGA内部集成有RAM资源，可以直接利用，使用IP核在FPGA内部构建波形存储区域，减少了连接线，使DDS的实现变的更加简单。(3).输出幅度控制方案选择可以采用数控电位器组成的电阻分压网络控制幅度，也可以直接使用数字电位器实现。但是这种方法电路比较复杂，精度也很有限，输出幅度的连续性较差。另一种方法是将波形存储器的数据在送到D/A之前进行一次运算，通过改变输出的数据来控制幅度，但是对于整个系统来说增加了很大的资源开销，数据要进行处理后才能输出，同时也限制了输出的频率。本系统采用双D/A控制法，单片机控制第一级D/A芯片，其输出值为第二级D/A的基准电压源输入，通过控制第二级D/A的基准源来控制输出信号幅度，这种方法电路简单，容易控制和实现，另外还可以扩展幅度调制等功能。3. 系统设计实现波形存储器使用双口RAM IDT7132实现。IDT7132存储容量为2KB，具有两套输入输出控制端口和两套数据端口，这两套端口功能对等，分别有使能和读写有效控制端。IDT7132比普通的单口RAM还多一个忙标志位，用来控制两套端口是否在对一个存储单元操作，同时操作会造成冲突。IDT7132的具体应用电路如图6-19所示。在FPGA内部构建双口RAM的方法很简单，实现容易，这里不详细介绍。 幅度控制通过两片DAC0832来实现，第一个0832输出幅度控制信号，提供给第二个0832作为基准源信号，通过单片机就可以实现设置输出幅度的峰峰值。幅度控制电路如图6-20所示。 图6-19 IDT7132应用电路图6-20 双D/A实现幅度控制电路直接从D/A输出的信号的波形特性并不理想，本质上还是阶梯波，因此对D/A输出的波形要进行抗锯齿滤波处理，如果频率范围较窄可以用常用的有源滤波器实现，如果输出频率范围较宽，信号频率超过1MHz，建议使用无源滤波器。任意波形的输出是通过手写板触摸屏来实现的，具体的实现方法以及电路形式见“典型应用电路”中的“手写板在单片机系统中的应用”。4. 小结(1).从频率合成方案来看，要得到指标更优秀的频率输出，可以采用DDS(直接数字频率合成技术)与PLL(锁相环电路)结合的方案。当然电路形式也会变得复杂一些。(2).由于器件本身速度的限制，如果使用DAC0832作为后级输出则频率范围只能达到几百KHz，使用DAC0800频率勉强可达到1MHz，如果希望得到更高的输出频率，则需要使用速度更快的D/A转换芯片，或者直接使用DDS集成芯片，如AD9851，详细的使用介绍详见“常用器件使用介绍”章节中的AD9851。(3).从函数信号发生器的功能方面来看，比较完善的函数信号发生器还应该具有调制信号的输出功能，下面就几种常用的调制方式原理和实现做简要介绍。 AM调制幅度调制是使载波信号的幅度随调制信号的变化而变化的一种调制方式。设载波信号的表达式为，调制信号的表达式为，则调幅信号的表达式为 式中，Ma为调幅信号的调幅系数，简称调幅度；为载波信号；为上边带信号；为下边带信号。模拟乘法器MC1496构成的AM调制电路如图6-21所示。图6-21 模拟乘法器MC1496构成的AM调制电路其中，载波信号经高频耦合电容从10脚输入，为高频旁路电容，使8脚交流接地；调制信号经低频耦合电容从1脚输入，为低频旁路电容，使4脚交流接地。调幅信号从12脚单端输出。芯片采用双电源供电方式，所以5脚的偏置电阻接地。调幅信号输出前，经过了一个三极管构成的共集放大器，起到了电压跟随器的作用。 FM调制频率调制(FM)是使载波信号频率按调制信号规律变化的一种调制方式。设载波信号的表达式为，调制信号的表达式为，则调频信号的表达式为 其中，为起始相角；为调频指数，；称为最大角频偏，其值与调制信号振幅成正比，。FM调制方式可采用数字法实现，实现原理框图如图6-22所示。图6-22 FM调制的数字实现框图单片机输入中心频率和最大频偏，然后启动数字FM，FPGA内部时钟单元将产生一个256kHz的时钟，用于累加8256Bit正弦波表地址，得出相应正弦幅度量化值。此幅度值一方面作为输出信号输出至外部DA的数据端口，用于恢复正弦信号；另一方面作为频率控制字的计算依据，根据相应公式计算出频率控制字；写时序控制器在时钟的作用下将生成的频率控制字写到DDS芯片AD9851内，从而产生一个频率与正弦信号幅度成比例的调频信号。 数字调制(2ASK、2FSK、2PSK等) 模拟调制是对载波信号的参量进行连续调制，而数字调制是用载波信号的某些离散状态来表征所传送的信息。FPGA配合DDS集成芯片的使用，使得数字调制变得简单，只需要根据调制信号修改频率控制字和控制信号即可实现以上三种二进制数字调制。根据以上说明实现信号的不同调试，将各种调试输出波形列出如下。其中图6-22和图6-23分别表示用1kHz的调制信号分别对1MHz、10kHz的载波信号进行调制深度为100%的调幅输出波形。 图6-22 AM调幅信号(载波1MHz) 图6-23 AM调幅信号(载波10kHz)设定FM调制的中心频率为100kHz，频偏10kHz/5kHz的调频信号，波形输出如图6-24所示。数字调制中的ASK调制波形如图6-25所示。 图6-24 FM频谱图(5kHz的频偏) 图6-25 ASK输出波形 6.2.2 简易远程心电监护系统1 系统设计指标题目要求设计制作一个简易远程心电监护系统，可用于检查人体心电图并通过普通电话通信系统传送到监护站实时显示。系统结构框图如图6-26所示。图6-26 简易远程心电监护系统其中心电信号放大器的测试指标为：(1).电压放大电路放大倍数为1000、误差为5，3dB低频和高频截止频率分别为0.05Hz和100Hz、误差10Hz，带外衰减40dB/十倍频、频带内响应波动在3dB之内。另外，要求放大电路的共模抑制比80dB、差模输入电阻5M，输出电压的动态范围大于10V，实际测量时等效输入噪声(包括50Hz干扰)的峰-峰值400V；(2).数据采集和通信传输信号变换电路要求对心电信号的采样率为200Hz，在10V范围内的电压采样分辨率小于80mV；(3).制作3kHz低通滤波器，以模拟普通电话信道。信号接收与变换电路显示电压动态范围大于10V且D/A输出之后不允许插入任何滤波电路。2系统设计与方案确定系统设计要求涉及放大电路、稳压电路以及放大器的增益、频率响应、共模抑制比、输出电压动态范围、稳压电源噪声等要求。根据要求，系统由心电信号放大器部分和后级数据采集传输部分组成。心电信号幅度小于5mV，故系统侧重于弱信号的检测。心电放大器部分的设计重点在心电信号的放大、滤波和低噪声稳压电源，后级传输部分的设计重点则在于传输方式的选择。系统设计框图如图6-27所示。图6-27 简易远程心电监护系统设计框图(1).放大电路选择人体心电信号幅度只有05mv，十分微弱，并且心电信号中通常混杂有其它生物电信号，加之人体外以50Hz工频干扰为主的市电的干扰，使得心电背景噪声较强，测量环境比较复杂。为了不失真地检出心电信号，要求心电数据采集系统具有高精度、高输入阻抗、高共模抑制比、低噪声及强抗干扰特性。这就对信号放大电路提出了很高的要求。使用运放构成同相或反相放大器，很难达到低噪声和高共模抑制比的要求，最大的缺点是电阻不匹配导致差模信号过大而引入干扰。所以考虑采用集成仪表放大器，这样放大电路的电阻能够保证匹配，电路简单、共模抑制比高、噪声低。设计要求放大倍数为1000倍，将系统设计为3级放大：前置放大、中级放大和后级精密调整放大。前置放大决定了输入阻抗和共模抑止比等性能，INA118具有低输入偏置电流、低噪声、高精度等特性，非常适合作为前置放大器使用。其最大输入偏置电流为5nA，输入电压范围可达40V，共模抑制比最低为110dB。虽然提高放大器的第一级增益有利于降低输出噪声，但考虑到极化电势，为了防止前置放大器工作于饱和区或截止区，前置放大电路增益不应太大，设计值为40。中级放大电路放大增益设定为21。后级精密调整放大电路的增益可以根据测试的实际情况调整，使得放大电路的总增益为1000。这两级放大均采用同相放大，使用的芯片为低噪精密运放OP07。(2).滤波电路选择心电信号经放大后需经过100Hz的低通网络滤除高频干扰。由于对低通网络的衰减速率的限制，只能使用有源滤波器。常用的有源滤波器有巴特沃兹、切比雪夫和贝塞尔滤波器。由于心电信号具有脉冲波形的特征，为保证不失真放大，应当注意滤波器的相位特性。贝塞尔滤波器具有线性相移特性，比较适用于心电信号的滤波处理。对于50Hz的工频干扰的消除，容易想到加入50Hz的模拟陷波器和数字滤波器。但心电信号本身的频率范围约为0100Hz，在17Hz左右出现概率最大，所以加入陷波器虽然可以较好的消除干扰，同时也会对有用的心电信号产生明显衰减。所以对50Hz工频干扰的消除考虑从降低电源噪声和加入屏蔽驱动、右腿驱动电路来实现。(3).数据通讯方式选择设计要求接收端D/A转换输出后不使用滤波器调整信号，因此采样率过低将使波形产生比较严重的失真。因此采样速率要尽可能提高，这样信道的信息传送速率也将提高。对于带宽的低通信道采用基带传输时的最高码元传输速率为。每次采样得到8bit信息量，所以二进制基带传输的最高采样率为，同时任务要求-3dB带宽达到100Hz，根据奈奎斯特采样你定理，最低采样率为200Hz。为了进一步提高采样速率，有如下几种改进方法：方法一：采用多进制基带传输，这样不改变信道的最高码元传输速率，却能提高信息传输速率，从而提高采样速率。方案二：采用数字调制，如QAM，MFSK,QPSK等。这样可以在固定带宽下提高信道的最高码元速率从而提高采样速率。方案三：对采样数据进行算术压缩再发送，接收后再解压，恢复出原始数据。这样能提高采样率，再将压缩后的采样值以满足信道最高速率限制的速度传送出去。常用的压缩方法有二样值自适应算法编码、AZTEC算法、伪压缩法等。对于调制方式，由于MFSK传输带宽较大，在此低通信道中传输解调频率分辨率较高，不太容易实现；QAM和QPSK传输采用的解调技术比较复杂，特别是同步不易实现。基带信号传输的发送和接收相对简单，容易实现，针对该简易心电系统综合考虑决定使用多进制基带传输方式。在同样的最高码元传输速率限制下，电平数越高，传送的信息量越大。根据计算采用4电平的基带传输就能满足题目要求且实现简单。接收端有同步通信和异步通信，同步通信需要在接收端提取同步信号，不论是采用插入导频法还是载波同步法，发送和接收电路都比较复杂。异步通信是指数据以帧为单位发送，发送端和接收端不采用同一时钟，不需要提取同步信号。接收端检测到帧起始信号后开始接收数据，容易实现。故采用异步传输实现通信。采用四电平传输，每组数据在四电平码元基础上再增加一个电平作为帧起始信号，当接收端收到帧起始信号时就开始读取随后的4个值，然后进行解码。利用FPGA实现A/D采样后数据的并/串转换，然后将转换后的数据两两编码，进行四进制转换。加上帧起始信号共需5个电平，由FPGA控制DAC0800输出5电平的波形，电平值分别为5V、2.5V、0V、2.5V和5V。3系统实现(1).放大器电路实现系统的放大电路主要分为前级仪器放大、中级同相放大和后级精密调整放大。对于前级仪器放大电路采用INA118实现，NA118电路的增益为：，实际取，此时增益。另外，用放大器检测出人体共模信号驱动导线屏蔽层，可以消除人体分布电容，提高输入阻抗和共模抑制比。用放大器将人体共模信号倒相放大后用于驱动人体右腿，可降低共模电压，也可达到抑制50Hz工频干扰的目的。前级处理(仪表放大、屏蔽驱动和右腿驱动)电路如图6-28所示。图6-28 前级放大电路对于中级放大和后级调整放大都可用同相放大实现，电路图分别如图6-29、图6-30所示，其中后级精密调整电路采用电位器实现精密调整。 图6-29 中级放大电路 图6-30 后级精密调整放大电路(2).滤波电路实现虽然心电信号的最低可能频率成分只达到0.5Hz(相应于心脏搏动30次/分)，但为抑制极化电流，心电信号放大电路的低频截止频率必须达到心电信号的低频截止频率的1/10，即0.05Hz。可用简单RC高通电路实现。根据RC电路的传输函数，截止频率为，理论设计值为、，电路如图6-31所示。由于电容C1漏电会引起的漂移，所以不应选用电解电容，而应使用介质特性较好的钽电容。 图6-31 RC高通100Hz和500Hz的低通滤波器，采用专用滤波器设计软件Filter Wiz Pro设计二阶贝塞尔滤波器，电路分别如图6-32和图6-33所示： 图6-32 100Hz低通滤波器 图6-33 500Hz低通滤波器为了达到任务要求的带外衰减速率，每个滤波网络均使用两级相同的滤波电路级联，组成4阶贝塞尔滤波器。系统中还需用到3KHz的低通滤波器模拟电话通道，为避免使传输的信号失真，仍采用贝塞尔滤波器，设计电路及参数如图6-34所示。设计的电路参数分别为： 图6-34 3KHz低通滤波器100Hz低通：，;500Hz低通：，;3KHz低通：，。(3).低澡声电源设计降低稳压源的噪声是减少50Hz工频干扰的主要措施，用普通集成三端稳压电路直接构成稳压电源难以达到“3mV(峰-峰值)”噪声要求的，而需要在集成三端稳压电路外增加反馈环节，才能进一步抑制噪声。采用电源芯片7812、7912提供12V直流电压，正、负电源电路分别如图6-35、图6-36所示。 图6-35 12V电源电路 图6-36 12V电源电路此电源电路消除纹波的原理是：经过C4、C9隔直耦合，将输出电压信号中的纹波滤出。纹波经反相放大(放大倍数为1)后作为电源芯片内部参考地，以使输出电平趋于稳定。电容C5、C10提供高频通路。(4).A/D采样电路由于题目要求在-10V+10V范围内采样分辨率达到80 mV，采样使用8位A/D时电压分辨率为：。为了提高数据稳定性，采用12位A/D器件MAX197，采样后取其前八位数据。MAX197的具体使用详见“常用器件介绍”章节中的A/D芯片使用介绍。(5).D/A转换电路系统设计中有两处需要用到D/A转换，一处是FPGA对采样信号编码后需通过D/A转换为五电平信号送入信道传输；另一处是接收解码后的心电信号信息送入示波器显示前需D/A转换。采用DAC0800来完成D/A转换。DAC0800的具体使用详见“常用器件介绍”章节中的D/A芯片使用介绍。(6).数据编码、解码设计实现FPGA主要完成对实时采样、对采样数据做电平变换后存储并实时显示。为了达到实时显示的目的并且又不失真的再现ECG(心电信号)信号，采取每存储一个数据就显示一个数据的方法。FPGA负责实现对MAX197的控制，包括写状态字和两次读数据。然后FPGA对从MAX197读来的数据进行编码。MAX197是12位的AD，先取其高8位，每两个位为一组，分为四组，并在其前面加上同步码，用发送时钟将其发送出去。为了提高解码的准确率，在接收端没有使用与发送端同频率的时钟，而是使用了发送时钟20倍的时钟，可以通过FPGA内的计数器计数到接收码的中心时刻再进行判决，这样可以保证判决的准确性，减小误码。FPGA内部的发送模块和接收模块逻辑电路如图6-37和图6-38所示。图6-37 FPGA内部发送数据逻辑图6-38 FPGA内部接收数据逻辑FPGA内部采用模拟单片机读写控制的时序来实现控制AD的数据采集。读数据脉冲触发低电平，产生一个写信号，将控制字送到MAX197中，然后等待A/D转换完毕，产生的INT信号触发一个宽低电平和一个窄低电平，来控制max_rd端和HBEN端，从而实现两次读数据的时序、完成MAX197一次读数据。FPGA内部A/D控制模块如图6-39所示。图6-39 FPGA内部A/D控制逻辑(7).电平比较电路信号在进入FPGA解码前需要进行比较判决。由于数据传送采用4电平基带传送，加上帧起始信号，传送的波形共有5个电平，所以需4电平的比较判决。比较器采用常用的LM339，由正负5V供电。电平比较电路示例如图6-40所示。比较结果送入FPGA解码，连接时注意加入缓冲隔离电路(244实现)。 (8).单片机程序流程图(如图6-41所示)。图6-40 电平比较电路4小结(1).若在电路中插入50Hz陷波电路，对抑制50Hz工频干扰十分有效，但也将心电信号的有效成分衰减了。因此抑制50Hz干扰应依靠提高电路的平衡和共模抑制比来实现。稳压电源噪声过高，特别是50Hz纹波抑制不足，是心电放大器噪声过大的主要原因。(2).系统的12V和15V电源要在本地产生才行，为了降低噪声，采用运放反馈的方法，也就是用运放反向放大7812/7912输出电压的交流 图6-41 简易远程心电监护系统软件流程分量，再加到7812/7912的地(7812/7912浮地，不接系统的地)，电源噪声一般在3mV以下，不会引进50Hz的工频干扰，因而后级就不需要50Hz陷波了。(3).使用与共模电压相等的电压来驱动屏蔽层，可以尽量使屏蔽层内外的电势差只剩下所需的差模信号，而且使屏蔽层不易被外界干扰驱动，很好的保护了微弱的心电信号的传输。只要从仪器放大器的等效共模参考点(增益控制电阻的中间)取共模信号，经射随器加到屏蔽层即可。同屏蔽驱动一样，右腿驱动也是用来减弱共模信号的，用负反馈来抵消共模干扰。(4).0.05Hz高通电路的电容选择很关键。根据理论计算，电容值很大，但是不可以用电解电容，原因是电解电容容易漏电。漏电速度较慢，不易察觉，但是长时间测试后，心电图就会缓慢漂移，直到漂到一端引起饱和。任何电路中的电解电容都是每时每刻在漏电的，只不过交流信号大的时候，交流占了主导地位，影响不大。但当系统处理的是极微弱的信号时，交流电压是毫伏级的，这时漏电的因素就不能忽略了。因此，微弱信号处理电路中，必须选用钽电容或者独石电容。6.2.3 低频相位测量仪1. 系统设计指标设计制作一个低频相位测量系统，包括相位测量仪、数字式移相信号发生器和移相网络散步分。相位测量仪要求频率范围为20Hz20kHz，输入阻抗100k，相位测量的绝对误差2，并且，测量仪允许两路输入正弦信号峰峰值分别在0.35V范围内变化。移相器的连续相移范围4545。数字式移相信号发生器要求频率范围为20Hz20kHz，频率步进为20Hz，输出频率可以预置，输出信号的峰峰值在0.35V范围内变化，相位差范围为0359，相位差步进为1，相位差可预置。2. 系统设计及方案确定(1).相位测量仪根据系统的设计指标要求，该部分不仅要完成相位的测量，而且还要允许测量信号的幅度在0.35V范围内可变。当输入信号幅度过小时容易引起测量误差，因此，对进入相位测量仪的两路信号需进行限幅放大，将其整形为方波后再进行相位测量。(相位测量的方案在“典型应用技术”章节中的相位测量部分有详细介绍，在此不再赘述。)(2).数字式移相信号发生器图6-42 数字式移相信号发生器系统框图数字式移相信号发生器系统框图如图6-42所示，采用直接数字频率合成(DDS)技术产生移相信号。信号相位、频率和幅度都可以实现程控(通过设置频率、相位控制字来实现对频率和相位的初始值设定)，通过更换波形数据可以很方便的实现波形切换。(3).幅度控制幅度控制电路采用双D/A转换器实现，使用DAC0832配合DAC0800控制输出的波形和幅度。DAC0832的输出作为DAC0800的基准电压，通过控制DAC0832的输出，也就是控制DAC0800的基准电压，从而实现对输出波形幅度的控制。3. 系统实现(1).相位测量仪相位测量仪的前级信号整形电路由限幅放大电路组成，具体电路见“典型应用电路”中的限幅放大电路。输入正弦波被整型成方波后，进行相位测量。测量方法见“典型应用技术”章节中的相位测量。(2).数字式移相信号发生器可编程逻辑器件中包含频率控制寄存器、相位累加器、双路地址偏移产生电路。先装载频率控制字到频率控制字寄存器，相位累加器进行相位累加频率控制字以得到相位值。先取相位累加器高N位作为第一路的基本地址，再加上相位差对应的地址偏移量产生第二路基本地址，读取波形表数据，就可输出具有特定相位差的两路正弦信号。根据方案设计，使用使用ROM存储波形表稳定，掉电数据不丢失，RAM则会掉电丢失数据，但是波形可以改变。可以根据实际情况来选用2764/2864(ROM)或者IDT7132(RAM)存储波形。D/A转换器转换出的正弦波形有毛刺产生，这是由于受到数字电路部分高频信号的干扰。故在后级接入二阶巴特沃斯低通滤波器，改善波形。(3).移相电路的参数计算实现 移相电路的电路如图6-43所示。图6-43 移相电路电路参数计算如下： (1) (2) (3)求解得：，(为相移)从而知电阻与电容要满足以下条件： (A) (B)(为输入信号频率，R、C为该相移网络固定电容和电阻取值)要满足相移连续范围为-45+45，将代入到上式中，在输入信号频率分别为：10Hz、100HZ、1KHz时电容分别取1uF、0.1uF、0.01uF，以便使电阻取定值。通过计算有R=1.592k ，使用2k的电位器，方便调节。4. 小结(1).低频相位测量仪的一个难点是测量接近零相位时的相位值，容易出现在相位判别时，相位有超前和滞后跳动的现象。遇到这种问题，可以结合等精度测频的思想，对多个周期进行测量，就可以得到比较稳定的相位测量值。(2).如果硬件设计不得当则在其它相位点也会出现同样的抖动的现象，测量值显示不稳定是测量仪器不允许出现的。其它相位点的抖动是由于过零比较时输出波形边缘不稳定造成的，可通过对过零比较电路(lm311或者lm393)增加补偿电路，使输出波形边缘稳定，以此解决相位抖动的问题。6.2.4 宽带放大器1. 系统设计指标设计制作一个宽带放大器，要求实现：(1).输入阻抗1k，单端输入、单端输出；放大器负载电阻600；(2).3dB通频带为10kHz6MHz，在20kHz5MHz频带内增益起伏1dB；(3).最大增益58dB，增益值9级可调，步进间隔6dB，增益预置值与实测值误差的绝对值2dB，增益调节范围10dB58dB，预置增益值可显示；(4).最大输出电压有效值6V，数字显示输出正弦电压有效值；(5).自制放大器所需的稳压电源；(6).增加自动增益控制(AGC)功能，AGC范围20dB，输入交流短路、增益为58dB时，AGC稳定范围内输出电压有效值稳定在4.5VVo5.5V范围内；(7).输出噪声电压峰-峰值0.5V。 第(6)项中涉及到的AGC功能的放大器的折线化传输特性示意图如图6-44所示，定义：AGC范围= (dB)。要求输出电压有效值稳定在4.5VVo5.5V范围内，即VoL4.5V、VoH5.5V。 图6-44 AGC放大器折线化传输特性示意图2. 系统设计与方案确定分析题意后，至少有三点思路可以明确：(1).必须选择宽带、低噪、增益可程控放大的器件，且这类器件必须从新型的高速宽带运算放大器中去寻找，分立元件很难奏效；(2).根据最大输出电压幅度和最大增益要求，系统可分为多级来实现；(3).增益指标这一项，主要是依靠编程技术来完成。根据带宽、增益调节范围、输入阻抗、噪声等要求，系统前端电压放大部分需设一级宽带跟随器和两级AD603程控增益放大器；根据输出电压幅度的要求，需再加一级信号宽带电压放大器；根据增益控制调节、测量并显示输出电压有效值等设计要求，需要设置单片机小系统和有关检测电路。于是系统的设计框图如图6-45所示。针对系统中各模块的设计，进行进一步的方案确定如下。 图6-45 宽带放大器系统实现框图(1).增益控制方案。虽然采用将输入交流信号作为高速D/A的基准电压、D/A作为程控衰减器的方案也可实现增益控制，但要求D/A速度快、精度高，难以实现，而且数字量与增益(dB)成指数关系会造成增益调节不均匀、精度下降。因此使用控制电压和增益成线形关系的可变增益放大器AD600来实现增益控制。(2).有效值测量方案。有效值测量方案的具体介绍见“典型应用电路”和“典型应用技术”章节中的“峰值、有效值测量”，根据各种测量方案的优缺点比较，采用检波二极管的模拟峰值检波电路应用在增益控制的有效值检测电路中，采用真有效值/直流转换芯片AD637作有效值转换作为AGC电路中的有效值检测。(3).AGC实现方案。AGC测量电路的具体介绍见“典型应用电路”章节中的“AGC”，采用可变增益放大器AD603实现AGC电路。整个系统中可变增益放大器AD600作为核心，通过提供不同的控制电压来达到总增益从0dB到80dB、增益步进0.1dB。前置放大采用由低噪声电压反馈型运放MAX477构成的同向放大器，有效抑制噪声、提高输入电阻。后级放大采用电流型反馈放大器AD811，使输出电压有效值大于6V。采用两级AD603构成的AGC电路，输入信号在50mV1.30V内变化时，输出有效值能稳定在5V左右。AD637测量有效值，并由12位A/D 转换器MAX197对输出信号的峰值和有效值进行测量。3. 系统实现(1).输入缓冲电路由于AD600与AD603的输入阻抗只有100，要满足电阻匹配，必须加输入缓冲以提高输入阻抗，同时减少前级电路的噪声影响。如果用仪器运放(如AD620)，带宽难以达到要求。通过分析VFB与CFB运放的各自的特点(见“典型应用电路”章节中的“运算放大器的使用”)，选择高速低噪声电压反馈型运放MAX477作前级跟随，同时在输入端加入过压保护。电路如图6-46所示。输入部分先通过电阻分压衰减，再由低噪声高速运放MAX477放大，整体还是一个射随器，用二极管可以保护输入到MAX477的电压峰峰值不超过2V，其输入阻抗大于2.4K，增益带宽为300MHz，此电路放大倍数为5，在60MHz以上被衰减。 级间耦合采用电容串联的方式，其中电容采用电解电容和瓷片电容相并联，兼图6-46 前级小信号放大 顾高频和低频信号。(2).AGC电路AGC电路采用两级AD603实现，具体电路见“典型应用电路”章节中的“AGC”介绍，在此不再赘述。输出幅度为1.2Vrms ，增益范围为 +3 +75dB，频带不小于20MHz。(3).有效值测量电路。AD637的实现见“典型应用电路”章节中的有效值测量电路介绍。计算真有效值的经验公式为：。(4).电压增益控制电路采用AD600实现电压增益控制，AD600的基本增益为：其中，为差分输入电压，单位为V，范围为-625mV+625mV。设计要求要实现六级步进，因此需要六种以上的控制电压。为实现步进基本连续，采用DAC提供增益控制端电压，控制电压的量程为32dB/V，即31.2mV/dB。由于AD600对控制端的输入电压非常敏感，充分保证控制电压的稳定性是极其重要的。选择16位串行DAC，配合高精度基准源，同时在将电压引入控制端的部分采用屏蔽、抗干扰和滤波措施，使电压稳定到最佳状态。具体电路如图6-47所示，按照AD600的特性，将第一脚(负增益控制)接入0.625V。图6-47 电压控制增益电路图(5).峰值检波电路系统采用双路峰值检波，分别对输入信号和输出信号进行检波，从而实现实际增益的计算，并且通过反馈电路来实现一定的自适应性。基本的峰值检波电路是由检波二极管和电容组成的，后接运放用于提供高阻隔离，然后把输出的直流模拟电压信号转换成数字信号。模拟峰值检波电路如图6-48所示。峰值的采集通过A/D转换芯片MAX197实现。图6-48 峰值检波电路(6).电源电路需要提供给系统5V和12V的电源。电源采用桥式全波整流、大电容滤波、三端稳压芯片稳压的方法，可产生各种直流电压。稳压芯片采用的是