高速中频采样和数字下变频的研究

中国科学技术大学博士学位论文 高速中频采样和数字下变频的研究中国科学技术大学博 士 学 位 论 文高速中频采样和数字下变频的研究张 庆 民_王砚方 教授，安琪 教授_粒子物理与原子核物理_快 电 子 学_二年五月_论文完成时间_目 录致谢.1摘要.2Abstract.4第一章 绪 论.6第一节 软件无线电及其关键技术.6第二节 A/D转换器及其在无线电接收机中的应用.9第三节 无线电接收机中的数字下变频.14第二章 A/D 变换器的性能与性能指标.21第一节 信号的量化与量化噪声.21第二节 ADC的性能指标27第三节 孔径时间、孔径时间晃动及其对ADC精度的影响36第三章 数字频谱分析.42第一节 数字频谱法的基本流程.42第二节 数字频谱分析的基础.42第三节 窗函数45第四节 选择合适的记录长度M.48第五节 采样频率与信号频率的选择.50第六节 数字频谱分析51第七节 谱平均53第八节 几种“信噪比”与有效位公式的说明56第四章 Dither的原理及其在ADC中的应用58第一节 Dither信号在ADC中的运用和发展历史58第二节 A/D 转换所产生的噪声和失真59第三节 Dither技术及其应用65第四节 实现Dither的具体电路74第五章 ADC性能仿真77第一节 A/D转换器的模型77第二节 ADC仿真系统.78第三节 ADC仿真结果79第四节 仿真结果总结86第五节 仿真结果分析86第六章 中频采样电路的设计87第一节 高速高精度A/D转换器87第二节 模拟信号和采样时钟的耦合方式88第三节 Dither信号的发生电路和接入方法93第四节 数字输出信号的锁定和驱动.96第五节 用于ADC性能测试的数字输出接口板.97第六节 AD6644采样板的设计97第七节 PCB板布局和走线的考虑.98第七章 高速高精度ADC的测试结果99第一节 测试条件.99第二节 基本测试结果101第三节 加入Dither后的测试结果103第四节 采样频率对ADC指标的影响104第五节 输入信号频率对ADC指标的影响105第六节 电源电压对ADC指标的影响106第七节 输入信号幅度对ADC性能的影响106第八节 时钟抖动对ADC性能的影响107第九节 ADC双音互调的测试107第十节 前端电路对ADC指标的影响108第十一节 测试结果分析108第八章 数控振荡器与数字滤波器111第一节 数控振荡器111第二节 线性相位FIR滤波器112第三节 CIC滤波器122第九章 数字下变频的设计125第一节 主要的数字下变频芯片125第二节 数字I、Q复解调系统的设计130第十章 数字I、Q复解调系统的测试134第一节 测试原理134第二节 实际数字I/Q复解调系统的测试138结束语141附 录 无线电RF和IF信号模数变换中潜在的技术和方法1431 均匀量化1432. 率量化1443. 自适应量化技术1464. 差分量化技术147参考文献150攻读学位期间发表的学术论文153摘 要随着数模转换器硬件的快速发展和DSP处理能力及处理速度的逐步提高，软件无线电技术在商用和军用无线电通信领域也越来越显示出其强大的吸引力。本文研究的高速中频采样和数字下变频技术是目前蓬勃发展的软件无线电领域的两项关键技术。在论文的第一章介绍了软件无线电的概念及其由来、软件无线电的基本结构和主要特点。随后，总结了软件无线电中的几项关键技术，即信号的干扰、宽带射频天线、宽带A/D/A、高速数字信号处理和高速总线和高速I/O接口；概括了A/D转换器在无线电接收机中的应用；并介绍了无线电接收机中的各种采样方式：奈奎斯特采样、过采样、正交采样和带通采样。又从正确接收信号的角度出发，分析了用抗混叠滤波器滤除带外能量，并且讨论了量化噪声、谐波失真和接收机噪声之间的关系。最后，介绍了数字接收机的基本原理，并重点介绍了其中的数字下变频部分，还比较了几种不同的数字下变频芯片并对数字下变频作一简单总结。第二章从量化器的基本原理出发，分析了量化过程和ADC的输入/输出特性曲线，进而推导出ADC的量化噪声、信噪比和有效位数。接着从ADC的传递函数的角度出发，定义了ADC的静态性能指标。因动态性能指标是衡量高速高精度ADC的重要指标，所以，本章还重点介绍了ADC的动态性能指标。最后，分析了ADC的孔径时间和孔径误差，由此推出孔径抖动对ADC性能（主要是SNR）的影响。第三章介绍了数字频谱分析方法，分析了相干采样和非相干采样，由此提出用加窗的方法改善频谱的泄漏。此外，还探讨了如何选择合适的信号记录长度以及采样频率和输入信号频率。最后，推导了各项ADC指标的计算公式、谱平均算法，并对几种常见的信噪比公式进行了说明。第四章是本文重要的一章。它回顾了dither在ADC中的应用和发展历史，分析了理想量化、相干采样和ADC的非线性特性引起的谐波失真。接着介绍了dither的三种形式及其应用方法，在分析谐波失真的基础上，分析了dither对ADC性能的影响，指出dither能改善因理想量化、相干采样和ADC的非线性特性而造成的谐波失真，并对改善的机理作了说明。最后，列举了多种产生dither信号的方法和电路。第五章是关于ADC的性能仿真。在这一章里，首先分析了高速高精度ADC的结构，在此基础上建立了一个ADC的数学模型，并根据这个模型开发了一个ADC仿真软件。随后，运用这个仿真系统仿真了白噪声、窄带Dither和时钟抖动对ADC性能指标的影响。仿真结果表明：dither可以对理想量化、相干采样和ADC的非线性特性而造成的谐波失真有良好的改善作用。第六章探讨了高速中频采样电路的设计，这也是本文中重要的一章。本章首先比较了各种高性能的中频采样芯片，并特别介绍了AD6644芯片。针对这些高性能的ADC芯片，提出了各种模拟输入信号和采样时钟的耦合方法。这一章还介绍了dither电路的设计和dither信号的耦合、ADC输出数据接口电路的设计考虑。最后，介绍了两种用于分析研究高性能AD6644的电路设计，并对PCB的布局和走线进行了说明。第七章是对高性能A/D 转换器AD6644的测试和结果测试分析。本章节介绍了测试基本框架结构和测试必须具备的基本条件。随后，测试了不同输入频率、不同采样频率、不同dither信号、不同模拟供电电压等多种情况下AD6644的性能指标。测试结果说明了各种条件下的ADC的性能指标，同时验证了ADC的仿真结果。在本章的最后对测试结果进行了分析。 第八章从理论上分析了数字下变频中的数控振荡器和数字滤波器，导出了FIR滤波器的频率响应，提出了FIR滤波器的设计方法。最后，介绍了一种在数字下变频中常用的一种特殊的FIR滤波器CIC滤波器。第九章介绍了数字下变频系统的设计。本章首先介绍了常用的数字下变频芯片，并对AD6620和GC1012A作了重点介绍。之后，介绍了一个基于GC1012A、用于雷达系统的数字复解调系统的电路设计，同时分析了AD6620数字接收器电路板。最后，介绍了用FPGA来设计数字下变频芯片的方法，并提出了一个基于FPGA的数字下变频系统方案。第十章从IQ复解调的传输函数出发，介绍了数字I/Q复解调的测试原理和测试方法，说明并推导了专门用于测试I/Q复解调系统的三个基本参数：幅度误差、相位误差和镜像抑制比。利用测试公式对设计的数字复解调系统进行了测试。测试结果表明：本文设计的数字复解调板达到设计目标，超过了合同的要求。在最后的附录里介绍了一些非均匀量化方法。尽管目前的技术还不能用这些方法来制造出高速的中频采样芯片，然而这些非线性压缩算法在理论上的确能大大地改ADC的性能指标，特别是SFDR指标。这对无线电接收机来说是非常有意义的。这种技术必将被新一代ADC芯片所采用。Abstract As advances in technology provide increasingly faster and less expensive digital hardware, more of the traditionally analog functions of a radio receiver will be replaced with software or digital hardware. The software radio has show its fascinating functions in both commercial and military wireless communication. The high speed and high resolution analog-to-digital converter and digital down-converter which are researched in this thesis are two of the key technologies in the field of software radio that is vigorously developing recently.In chapter one, the author makes a systematic exposition of the origin and concept of the software radio which includes the basic structure and main features of software radio, summarizes several key technologies of software radio, such as signal interference, wideband RF antenna, wideband A/D/A converter, high speed digital signal processing, high speed buses and high speed I/O. This chapter also brings in various sampling methods which involve Nyquist sampling, undersampling, quadrature sampling and oversampling. The anti-aliasing filter and out of band energy are analyzed from the point of view about correctly receiving signal. At the same time, the effects of quantization noise, distortion and receiver noise are discussed. At the end of this chapter, we clarify the basic concept of digital receiver and especially the digital down-converter, we also compare several different digital down-converter chips and simply summarize the digital down-converter.Base on the basic concept of quantizer, the quantization process and the input-output function of the A/D converter are discussed in the chapter two. According to the transfer function of the A/D converter, we define the static specifications of it. The dynamic specifications are emphasized in this chapter because they are more important for high speed and resolution A/D converters. At last, we analyze the aperture time and aperture error, and deduce the relationship between aperture jitter and SNR.The third chapter is about digital spectrum analysis. The coherent sampling and non-coherent sampling are discussed here. In addition, the windowing method is used to improve spectrum leakage. The FFT length for analysis of signal and frequency rate of input signal and sampling clock are also discussed in this chapter. Further more, we expound several formulas for calculating A/D converters specification, and spectrum averaging method. We explain several common-used formulas for SNR & ENOB at the end of the chapter.The fourth chapter is an important one. The application and development of dither in A/D converter are reviewed at first. Then we elucidate three kinds of dither and their application. By analyzing the harmonic distortion of ideal quantizer, coherent sampling and DNL of A/D converters, we investigate the effect of dither on A/D converter. We reach the conclusion that dither can improve the harmonic distortion caused by quantization, coherent sampling and DNL of A/D converters. We also explain the reason of such improvement and give a list of several methods and circuits for dither generation.The fifth chapter is concerning simulation of A/D converter. We probe into the structure of high speed and resolution A/D converter at first. Based on the structure of A/D converter, we set up a mathematics model of A/D converter and develop a simulation software system for A/D converter. By using this system to determine the effect of white noise, narrow-band dither and coherence sampling on A/D converters specifications, we obtain the simulation results that dither can improve greatly the harmonic distortion caused by quantization, coherent sampling and DNL of A/D converters.The design of high speed IF sampling is introduced in chapter six. This is also an important point of the thesis. We firstly illustrate several high performance chips for IF sampling and specially introduce AD6644. In order to use these chips perfectly, we suggest many methods for coupling analog input signal and encoding clock signal. In additional we introduce the circuit design of dither as well as coupling of dither. The design of A/D converters I/O interface is also considered. Lastly, two kinds design of evaluation board are mentioned and PCB consideration is included too.The seventh chapter is the testing result of AD6644 evaluation boards. At the first state, we introduce the test bench and test condition, and then the different testing results under the different conditions. The testing results match the theoretical analysis and simulation results. At last we explain and analyze the testing results. In chapter eight, we interpret the numerical controlled oscillator (NCO) and digital filter. By deducing the frequency response of FIR filter, we recommend the design method of FIR filter. In the end, we set forth a special FIR filter which is often used in digital down-converter -Cascaded Integrator Comb FIR Filter (CIC filter).The chapter nine presents the design of digital down-converter system. We first compare several different digital receiver chips and then emphasis on AD6620 and GC1012A, and we describe circuit design of digital down-converter board used in radar system. At the same time, we introduce AD6620 digital receiver board and a digital FIR filter design based on FPGA. Finally we give a scheme of digital down-converter system based upon FPGA.In tenth chapter, we introduce the test theory and test method by studying the transfer function of I/Q demodulation, and deduce the formulas for calculating three basic parameters for I/Q demodulation. We test our GC1012A digital down-converter system by these formulas, and the testing results show that our system meets the design requirement.The final appendix is regard to other potential non-uniform quantization methods employed in RF and IF digitization. Although these methods cant be used in current IF A/D converters, they may be found in the new generation of IF or RF ADCs, since they can improve ADCs specifications magnificently, especially for SFDR. 第一章 绪 论 本文研究的高速中频采样和数字下变频技术是目前蓬勃发展的软件无线电领域的一项关键技术。在本章中将介绍软件无线电及其关键技术、无线电接收机中的A/D变换器和数字下变频的基本原理。第一节 软件无线电及其关键技术软件无线电最初是在军事通信中提出来的。未来高技术战争的指挥自动化体系要求通信保障具备协同、机动、保密、抗干扰和抗毁五种能力，而现在的无线电台都是根据特定的用途进行设计的，存在着工作频段、调制方式的差异，导致不同部队以及同一部队内部不同军事目的的电台无法实现互通，形成了军事通信装备品种杂、系列多、互通差、协同难的局面，很难适应未来海、陆、空三军一体化作战的需要。美国在1991年的海湾战争中也遇到同样的问题，于是在战后美国军方和民间通信科技人员开始研究解决办法。1992年5月，Joe Mitola在美国国家远程系统会议上首次提出了“Software Radio”的概念。希望用这种新技术来解决三军无线电电台多频段、多工作方式的互通问题，并得到美国军方的一致认可。在民用方面，随着通信技术的迅猛发展，新的通信体制与标准不断提出，通信产品的生存周期减小，开发费用上升，导致以硬件为基础的传统通信体无法适应这种新局面。同时，不同的体制间互通的要求日趋强烈，并且随着通信业务的不断增长，无线频谱变得越来越挤，对现有通信系统的频带利用率及抗干扰能力提出了更高的要求。但是，沿着现有通信体制的发展，很难对频带重新规划。同时，若采用新的抗干扰方法，也要求对现有系统结构做出很大的调整，代价很大。而软件无线电则提供了一种很好的解决方案。软件无线电的基本思想是以硬件作为其通用的基本平台，把尽可能多的无线及个人通信功能用软件来实现。从而将无线通信新系统、新产品的开发逐步转移到软件上来，其产值也在软件上体现出来。其最终目的是使通信系统摆脱硬件布线结构的束缚，在系统结构相对通用和稳定的情况下，通过软件来实现各种功能，使系统的改进和升级都非常方便、代价小，同时不同系统之间很容易互连与兼容。 1-1-1 软件无线电的基本结构 理想的软件无线电系统结构如图1-1-1所示。软件无线电的工作过程是在射频(RF)或中频(IF) 图1-1-1 理想的软件无线电系统结构对接收信号进行数字化，通过软件编程来灵活实现各种宽带数字滤波、直接数字频率合成、数字下变频、调制解调、差错编码、信令控制、信源编码及加解密功能。在接收时，来自天线的信号经过RF处理和变换，由宽带A/D数字化，然后通过可编程数字信号处理器（DSP）模块实现所需的各种信号处理，并将处理后数据送至多功能用户终端；同样，在发送时，通过类似接收信号处理的流程将数据通过天线发射出去。利用在线和离线软件，可以实现通信环境的分析、管理以及业务和性能的升级。软件无线电技术的主要特点是：灵活性：工作模式可由软件编程改变，包括可编程的射频频段宽带信号接入方式和可编程调制方式等。所以可任意更换信道接入方式，改变调制方式或接收不同系统的信号；可通过软件工具来扩展业务、分析无线通信环境、定义所需增强的业务和实时环境测试，升级便捷。集中性：多个信道享有共同的射频前端与宽带A/D/A变换器以获取每一信道的相对廉价的信号处理性能。模块化：模块的物理和电气接口技术指标符合开放标准，在硬件技术发展时，允许更换单个模块，从而使软件无线电保持较长的使用寿命。1-1-2 软件无线电的关键技术（1） 信号干扰由于射频信号频率高达几个GHz，即使是中频频段的处理也达几十MHz，因此，信号的干扰是一个非常严重的问题。现有系统所用的VME总线、基于PCI的总线或GuPPI接口，其抗干扰能力远不能达到要求。为此，在靠近天线的RF段应该采取信号隔离和屏蔽措施。此频段的抗干扰若未处理好，则系统根本无法工作。在IF频段，除了选择高质量抗干扰力强的元件之外，更需要规划好元件的布局和电路布线。总之，软件无线电中的抗干扰技术应该引起大家的注意，值得花大力气来研究该领域中的特种抗干扰技术。（2） 宽带射频天线根据软件无线电的概念，天线接收的信号应该能够横跨1MHz 3GHz的频段（例如Speakeasy MBMMR跨2MHz 2GHz，欧洲ACTS FRIST使用100MHz2.3GHz）。考虑到天线的物理尺寸和增益等因素，这种宽带天线（跨3000倍频程）也许将来也不能实现。但现在需要这样的天线，可以采用组合式多频段天线。虽然各个频段的天线所跨的频程不宽，但组合起来可以形成宽频带。而且，各个频段的天线可以各自独立地调节增益、信噪比等参数。（3） 宽带A/D/A真正的软件无线电能直接对RF段的信号进行处理。因此，希望A/D和D/A转换器能直接置于天线端，射频信号经A/D转换后的数字信号送数字信号处理部分。根据 RF频率和奈奎斯特采样定理，要直接射频采样，ADC的最高采样速率至少为6GHz。虽然有报道中提到有采样速率为8GSa/s的ADC，但是，其分辨率还是比较低，为8位。可见，目前无论是低分辨率还是高分辨率的ADC，都无法达到直接射频采样。如果考虑ADC的信噪比SNR、无伪波动态范围SFDR和互调失真IMD等因素，就更无法实现直接射频采样（特别是高分辨率的ADC）。信噪比SNR的公式如下： （1-1-1）式（1-1-1）中，B为ADC的位数，fs 为采样频率。要获得高信噪比SNR(dB)，就必须提高速率。可以采用三种来解决ADC的问题。一是使用高速低分辨的ADC多片，并联连接。这样，既利用了低分辨率ADC的转换速度，同时又达到了转换精度的要求。二是在天线端，连接射频前端，将信号速度降低到ADC能够达到的范围。三是利用带通滤波划分频带，对于感兴趣的频段利用带通采样原理降低采样频率。后两种方法使得软件无线电系统的“软件化”程度有所降低。要彻底解决这个问题，还有待于硬件技术的突破。（4） 高速数字信号处理 要合理地构建软件无线电硬件系统，就需要预先估计系统所需要的资源。它包括：数字信号处理能力、存储容量及存储类型分配、I/O处理能力等。其中的数字信号处理能力显得尤为重要，它是构建整体系统的基础。然而，数字信号处理能力的计算又与许多因素有关，难以得到准确的数据。假定数字信号处理可从中频开始，依次处理基带、比特流和信源段，可得信号处理需求为： （1-1-2）式（1-1-2）中，Dif为IF段处理的需求；N是同时访问该节点的最大可能用户数；Dbb为基带需求；Dbs 为比特流处理需求；Ds为信源段需求；最后Do 为管理开销，它与信令系统、无线访问网络等因素有关。假定是GSM蜂窝移动系统，其频率为25MHz，过采样的速率为62 .5MHz，精度为10比特，则单是此项的速率就达到625Mbps。目前的数字信号处理器的速率如表1-1-1表示。表1-1-1 部分数字信号处理器的主要性能指标 制造商 型 号 速 度位 数片内ROM,RAM价格(USD)TITMS320C80200MOPS 120MFLOPS40/50MHz324K8RAM4K8ROM$270430MotorolaDSP56309100MIPS242048024TISM320C6201B1600MIPS8/16/321Mb$612MotorolaDSP9600290MFLOPS60MHz322K Word RAM1K Word ROMS50由此可见，虽然TI公司的DSP芯片速度能达到要求，但若将中频以后的处理需求也包括进来的话，则也需注意其处理能力。其他DSP芯片显然不能直接对此频段进行处理。对此，可在系统中先使用信道隔离器和频率变换器以及专用芯片对中频段进行处理。对于中频段以下各段，能满足要求的DSP芯片就更多些。但是，当把多个用户的信号流复接到单片DSP芯片时，应该注意其存储器缓冲能力、总线带宽、I/O速度以及接口间的数据传输率。当要照顾到系统的性能价格比时，可以采用多片DSP芯片并行处理的方法。例如，Speakeasy就采用TI的Quad-C40 MCM模块（4片C40 DSP组成）来提高系统的处理能力。 （5）高速总线和高速I/O接口 系统的总线和I/O接口是软件无线电硬件体系结构的关键，系统的开放性、灵活性、可重新配置能力和升级能力均与此有关。目前，由于VME总线是工业界开放的标准系统、支持总线宽度1664位、有多达21个插槽供系统扩展，有很多厂家支持，因此，软件无线电系统多采用VME总线。至于I/O接口，目前为人们所接受的是GuPPI接口，一种通用的基于PCI总线的I/O接口。GuPPI接口的原理图如图1-1-2所示。它包括4个32位宽 FIFO，其中2个用于缓冲PCI总线 图1-1-2 GuPPI接口和后台总线的入/出数据流，另外2个用于保存总线主存储器读写操作的页面地址。图中的PCI-PCI 桥用于电气隔离，EEPROM内容允许用户更改、允许软件重配置。尽管VME总线和GuPPI接口有其优点，能支持现有的某些应用，但它们并不是专为软件无线电设计的，因此，在软件无线电中应用必然存在其局限性。GuPPI接口号称达到830930Mbps的传输率，但连续的数据速率却达不到此指标或不能保证此速率。这就可能产生I/O间数据流的抖动，对于有时间同步要求的系统来说，这是不能容忍的。再如，软件无线电系统中，数据流速率可高达几个Gbps的速率，VME总线结构要达到如此高的速率是有困难的。另外，GuPPI接口往往需要改造才能为特定的软件无线电系统所应用。况且，软件无线电急需它自己的开放的、可伸缩的、能软件配置的通用高速总线和接口。这一步极其重要，一旦实现，必将对软件无线电产生深远影响，大大促进软件无线电技术的发展。就象PC机一样，一旦有了自己的标准，系统功能的扩展、配置的更改，只需增减符合接口标准的插件板或应用软件就行了。由于软件无线电中有许多关键的技术，本文不能一一加以讨论。在本论文中将重点讨论和研究在无线电接收机中所要用到的中频采样ADC和数字下变频技术。第二节 A/D转换器及其在无线电接收机中的应用 随着技术的进步，出现许多更快、更便宜的硬件，使得传统无线电接收机中的模拟方法被软件和数字硬件所替代。无线电接收机的最终目标是直接射频采样从而使整个接收机的功能由软件或数字硬件来完成。接收机的发展趋势和目标是使数字化部件有更高的频率和更宽的频带，从而更加靠近接收天线。这种接收机将广泛应用于蜂窝电话及其基站、个人通信系统（PCS）中。模数转换器（ADC）是这种无线电接收机中的一个关键部件。图2-1-1显示了ADC在射频图2-1-1 ADC的应用或中频宽带数字化中的应用。ADC的电路特性决定了ADC的关键指标，例如：采样/保持电路决定了ADC的精度和线性；采样时钟的抖动将增加噪声；量化器决定了ADC的分辨率；输出缓冲器决定了输出速率等。本节将讨论在无线电接收机中ADC的一些关键指标，讨论对ADC的要求；实际ADC存在的问题及其局限性。1-2-1采样方式和模拟滤波对无线电接收机来说，在射频或中频采样中，采样过程就是一个非常重要的环节。被采信号的内容取决于采样时钟速率和模拟输入通道的带宽。常规的采样技术是等间隔采样，包括奈奎斯特采样；过采样；正交采样；带通采样（也被称为欠采样或下变换采样）。非等间距采样也存在，不过不在这里介绍（见附录）。当一个连续的模拟信号被均匀地采样时， 原始信号的频谱F(f )按照采样频率的整数倍周期地重复。这是采样的固有特性并且不可避免。这个现象由图1-2-1来说明。图1-2-1(a)是原始信号F(f )的频谱，图1-2-1(b)是采样后的频谱Fs(f )，这里采样频率fs = 2fmax (信号带宽)。图1-2-1 采样前及采样后信号的频谱1-2-2奈奎斯特采样按照采样定理，被采信号应该是一个有限带宽的信号（信号的最大频率分量为fmax）,采样率至少是模拟信号带宽的两倍2fmax。这样就确保原始信号可以由采样信号重建。模拟信号最大频率分量的两倍采样速率被称为奈奎斯特采样速率。图1-2-1(b)显示的是一个有限带宽信号在奈奎斯特采样频率（fs=2fmax）下的频谱图。请注意采样后的频谱Fs(f)中的模拟信号F(f)的频谱并不重叠。当采样频率增大时，模拟信号F(f)的频谱仍然重复地出现在采样后的频谱Fs(f)中，而且相间的距离也增大，如图1-2-1(c)所示。以大于或等于奈奎斯特采样频率来采样一个有限带宽的信号就能确保频谱重叠（也称混叠、折叠）不会发生，确保原始模拟信号可以被重建。1-2-3带外能量奈奎斯特采样会带来两个实际问题：一是如何确定一个实际信号的频率；二是在ADC前加模拟滤波器。理论上一个有限带宽信号定义为在某一频率以上没有频率成分。而对于一个实际的信号，如无线电接收机的射频输入信号，它几乎具有所有的频率成分。确定所有的频率成分中的有用部分是很重要的。实际上无用信号成分和有用信号成分相对幅度是重要的。在无线电接收机中当以奈奎斯特频率来采样中频或射频信号时，无用信号（大于1/2采样频率的成分）就会折叠到有用信号中从而使有用信号发生畸变，如图1-2-2所示。图1-2-2（a）显示了具有无用和有用频率成分的模拟信号频谱。如果采样频率是有用信号最高频率fd的两倍，采样后的信号频谱如图1-2-2(b)所示。注意这里发生了频谱混叠，无用信号的频谱折叠到有用信号的频谱中，这就导致信号重建时的畸变。图1-2-2 信号的频谱(a) 有用信号和无用信号的频谱 (b)采样率为 fs=2fd时的频谱这一效应提出了一个重要的问题：超过1/2采样频率的信号幅度是多大时，由频谱混叠产生的畸变超过由ADC非线性产生的畸变而主宰ADC的性能？ADC的非线性会在ADC的输出频谱中产生寄生响应，当混叠到奈奎斯特域（DC到1/2奈奎斯特采样频率）的频率成分超过由ADC非线性产生的最大寄生响应时，这是混叠畸变超过由ADC非线性产生的畸变。所以，因混叠而出现在奈奎斯特域的无用信号必须小于最大的ADC非线性畸变。换句话说，对ADC输出频谱畸变的主要贡献者应该是ADC的非线性而不是频谱混叠。这是非常基本的要求。基于各种无线电接收机的具体情况，这种要求容易被满足。要满足这种要求就必须知道有用信号能容忍多大的畸变；奈奎斯特域的有用信号和超过奈奎斯特域无用信号的频率成分和带宽是如何影响信号的畸变的。要回答这一问题就必须了解特定的通信系统的细节，如信号的类型（语言、数据、视频等）；有用信号的带宽；调制和编码技术；无用信号的特性（带宽、功率、信号类型）；最后是评估被接收的有用信号质量的准则。1-2-4可实现的反混叠滤波器ADC前端的滤波器和定义的带宽密切相关，而带宽又和信号成分相关。滤波器相当于一个信号处理环节把某些频率成分滤除。必须注意，有用信号和无用信号都出现在滤波器之前，滤波器对不同的信号有不同的衰减。有了这个概念，就能决定被数字化信号的真正频谱。奈奎斯特采样对滤波器的要求是不切合实际的。理想情况下，ADC前的反混叠滤波器应该让截止频率前的所有频率分量通过，而对截止频率后的频率分量的衰减为无穷大。奈奎斯特采样要求滤波器在1/2采样频率处有一个直角的衰减曲线，而实际的滤波器的频率响应是从截止频率逐步过度到阻带的。因此，对于给定截止频率的实际滤波器来说，两倍于截止频率的采样一定会产生频谱折叠。滤波器的过渡带越陡、阻带衰减越大，由于频谱折叠而产生的畸变就越小。一般来说，滤波器的过渡带越陡、阻带衰减越大，其结构也就越复杂。所以，对于一个特定的采样频率来说，要减少频谱折叠，就必须有一个复杂的滤波器。而实际上要实现一个高阶、陡峭过渡带的滤波器是比较困难的，并且滤波器的阶数越高，其相位响应则趋于非线性。这也会使信号产生畸变，因为不同的频率成分的延迟不相同。1-2-5过采样技术减轻对反混叠滤波器的要求采样频率大于奈奎斯特频率的采样称为过采样。过采样的一个好处是采样后的信号频谱Fs(f)中的每个原始信号的频谱F(f)相隔得较开。如果对于一个给定的信号和一个给定的截止频率(fc)的滤波器，奈奎斯特采样会造成频谱混叠。当采样频率增大时，过渡带较缓慢、阻带衰减较小的滤波器也同样可以作为反混叠滤波器，而不增加频谱的混叠。因此，过采样技术可以减少对反混叠滤波器的要求，当然不利的一面是要用快速的ADC来采样一个相对较慢的信号。1-2-6正交采样减小ADC的采样速率在正交采样中，被采样的信号分为两个信号。一个是原始信号乘以正弦信号经下变频而转成的中心频率为零频的同相信号(in-phase)；一个是原始信号乘以余弦信号经下变频而转成的中心频率为零频的正交信号(quadrature-phase)。这两个信号都只有原始信号频带的一半。因此，正交采样的采样频率只需要取原始信号采样频率的一半，但需要两个采样时钟相位一致的ADC，而不是一个ADC。1-2-7直接下变频的带通采样如果信号是一个带通信号，采样频率低于2fmax仍可以精确地恢复出模拟信号中的信息。一个理想的带通信号的所有频率成分应介于一个最大频率fh和最小频率fl之间。对带通信号而言，最小采样频率应大于信号带宽fh-fl的两倍。为了保证频谱不会混叠，采样频率必须介于两倍信号带宽和两倍带通信号的最高频率之间。采样频率应满足以下公式： （1-2-1）这里K被限制为整数且满足下式： （1-2-2）而且 带通采样可以把一个位于射频或中频的带通信号下变频为一个更低的中频的带通信号。由于带通信号按照采样频率的整数倍重复，选择适当的采样频率，则可实现原始带通信号的下变频功能。带通采样满足无线电接收机的要求，直接在射频或中频进行信号的数字化。对于无线电接收机来说，其输入信号也正好是一个带通信号。理论上，带通采样所需的采样频率可以比普通采样所需要的大于或等于两倍的信号最高频率小很多。这就意味着带通采样可以用较小采样速度的ADC（这就潜在地提高了ADC的性能，降低了功耗和成本）。然而在实现时，一个重要问题是ADC的模拟信号通道要能有效地在带通信号的最高频率分量上工作。这一点通常定义在ADC的模拟输入带宽上。一般来说，常规的ADC都被设计为模拟带宽是采样频率的一半。输入信号频率增大时，ADC的性能都下降。当ADC用于带通采样时，要检验它的性能指标是否适应较高的输入频率。此外，带通采样还对ADC前的滤波器有很高的要求，该带通滤波器要保证有很陡的过渡带和大衰减的阻带，以确保把临近信道的信号滤除，防止有用信号的畸变。1-2-8量化噪声、失真和接收机的噪声 这里讨论量化噪声、谐波失真和接收机噪声之间的关系。大量的最适用于RF和IF量化ADC一般采用均匀量化技术。在均匀量化中，量化电平都是相等的。其他量化方法，如对数量化方法（A率和m率），自适应量化方法及差分量化方法通常用于信源编码中。因其实现起来的难度使之还不能直接用于RF和IF信号的量化。随着技术的进步，这些量化技术必将运用于RF和IF的量化过程中。有关这些量化技术的介绍见附录一。在均匀量化中，模拟信号不可能仅用有限个不连续的量化电平来准确表示，因此，某些差错就会被带进量化后的信号中成为量化噪声。量化误差是模拟信号与数字信号之差。在统计上，可假设量化误差在各个量化电平上是均匀分布的。根据这一假设，量化噪声功率的均方值Pqn为： （1-2-3）上式中，q是量化步长， R是 ADC的输入阻抗。对理想的ADC，如果输入信号与采样时钟无关的话，量化噪声功率精确到一个dB以内。另外，如果输入到ADC的模拟信号是周期信号，则量化误差也是周期性的，周期性的量化误差包括输入模