chapter高频功率放大器改过无动画实用学习教案

会计学1chapter高频功率高频功率(gngl)放大器改过无放大器改过无动画实用动画实用第一页，共96页。6.1 概述(i sh)3、谐振(xizhn)功率放大器与小信号谐振(xizhn)放大器的异同之处。相同之处：它们放大的信号(xnho)均为高频信号(xnho)，而且放大器的负载均为谐振回路。不同之处：为激励信号幅度大小不同；放大器工作点不同；晶体管动态范围不同。第1页/共96页第二页，共96页。icQebtooict图6-1小信号(xnho)谐振放大器波形图 6.1 概述(i sh)第2页/共96页第三页，共96页。6.1 概述(i sh)icebtooictVBZ图6-2谐振(xizhn)功率放大器波形图第3页/共96页第四页，共96页。6.1 概述(i sh)4、谐振功率(gngl)放大器与非谐振功率(gngl)放大器的异同：共同之处都要求(yoqi)输出功率大和效率高。功率放大器实质上是一个能量转换器，把电源供给的直流能量转化为交流能量，能量转换的能力即为功率放大器的效率。谐振功率放大器通常用来放大窄带高频信号(信号的通带宽度只有其中心频率的1%或更小)，其工作状态通常选为丙类工作状态(c90)，为了不失真的放大信号，它的负载必须是谐振回路。非谐振放大器可分为低频功率放大器和宽带高频功率放大器。低频功率放大器的负载为无调谐负载，工作在甲类或乙类工作状态；宽带高频功率放大器以宽带传输线为负载。第4页/共96页第五页，共96页。6.1 概述工作(gngzu)状态功率放大器一般分为甲类、乙类、甲乙类、丙类等工作方式，为了(wi le)进一步提高工作效率还提出了丁类与戊类放大器表 2-1 不同工作状态时放大器的特点 工作状态 半导通角 理想效率 负 载 应 用 甲类 c=180 50% 电阻 低频 乙类 c=90 78.5% 推挽 低频 甲乙类 90c180 50%78.5% 推挽 低频 丙类 c90 78.5% 选频回路 高频 丁类 开关状态 90%100% 选频回路 高频 谐振(xizhn)功率放大器通常工作于丙类工作状态，属于非线性电路功率放大器的主要技术指标是输出功率与效率第5页/共96页第六页，共96页。6.2 谐振(xizhn)功率放大器工作原理一、获得(hud)高功率条件 功率放大器的作用原理是利用输入到基极(j j)的信号来控制集电极的直流电源所供给的直流功率，使之转变为交流信号功率输出去。由前述所知：有一部分功率以热能的形式消耗在集电极上，成为集电极耗散功率。P=直流电源供给的直流功率；Po=交流输出信号功率；Pc=集电极耗散功率；根据能量守衡定理：P= Po+ Pc故集电极效率：cooocPPPPP第6页/共96页第七页，共96页。6.2 谐振功率(gngl)放大器工作原理由上式可以(ky)得出以下两点结论：1) 设法(shf)尽量降低集电极耗散功率Pc，则集电极效率c自然会提高。这样，在给定P=时，晶体管的交流输出功率Po就会增大；2）由式cccoP1P可知如果维持晶体管的集电极耗散功率Pc不超过规定值，那么提高集电极效率c，将使交流输出功率Po大为增加。 谐振功率放大器就是从这方面入手，来提高输出功率与效率的。如何减小集电极耗散功率Pc呢？晶体管集电极平均耗散功率：dteT1T0cci 可见使ic在ec最 低的时候才能通过，那么，集电极耗散功率自 然会大为减小。第7页/共96页第八页，共96页。6.2 谐振(xizhn)功率放大器工作原理1、原理(yunl)电路+vbiB+VBB+VCC+ecC+vcL输出iEiceb谐振(xizhn)功率放大器的基本电路晶体管的作用是在将供电电源的直流能量转变为交流能量的过程中起开关控制作用。谐振回路LC是晶体管的负载电路工作在丙类工作状态外部电路关系式：eb= VBB+ Vbmcost ec= VCC Vcmcost晶体管的内部特性：ic= gc(ebVBZ)第8页/共96页第九页，共96页。6.2 谐振(xizhn)功率放大器工作原理故晶体管的转移特性(txng)曲线表达式：Vbmcosc=BBV +VBZ转移特性icVBZo理想化ic maxicto+cco+ccVbmVbmebvcVBBt图64 谐振功率放大器转移特性曲线故得：bmBZBBcVVVcos必须强调指出，集电极电流ic虽然是脉冲状，但由于谐振回路(hul)的这种滤波作用，仍然能得到正弦波形的输出。2.谐振功率放大器各部分的电压与电流的波形图如下页的图所示第9页/共96页第十页，共96页。t或电压电流VBZoic maxec miniccecVcmVCCicvceb max2VBZvBVbmvb23(b)图6-5 高频功率放大器中各 部分电压与电流的关系第10页/共96页第十一页，共96页。6.2 谐振功率(gngl)放大器工作原理 +C+ + icL +iL图6-6 LC回路能量转换过程回路的这种滤波作用也可从能量的观点(gundin)来解释。回路(hul)是由L、C二个储能元件组成。当晶体管由截止转入导电时，由于回路中电感L的电流不能突变，因此，输出脉冲电流的大部分流过电容C，即使C充电。这时直流电源VCC给出的能量储存在电容C之中。过了一段时间，当电容两端的电压增大到一定程度(接近电源电压)，晶体管截止。由于这种周期性的能量补充，所以振荡回路能维持振荡。当补充的能量与消耗的能量相等时，电路中就建立起动态平衡， 因而维持了等幅的正弦波振荡。第11页/共96页第十二页，共96页。要想获得高的集电极效率(xio l)，谐振功率放大器的集电极电流应该是脉冲状。导通角小于180，处于丙类工作状态。谐振功率放大器工作在丙类工作状态时c90：第12页/共96页第十三页，共96页。6.2 谐振功率放大器工作(gngzu)原理VB= VBB+ Vbmcost VC= VCC Vcmcost 集电极余弦电流脉冲(michng)可分解为傅叶级数：ic=Ico+ Icm1cost+Icm2cos2t+Icm3cos3t+直流功率：P=VCC Ic0输出交流功率： p21cmp2cm1cmcmoRI21R2VIV21PVcm 回路两端的基频电压 Icm1 基频电流 Rp 回路的谐振阻抗。 第13页/共96页第十四页，共96页。6.2 谐振(xizhn)功率放大器工作原理放大器的集电极效率(xio l)：)(g21IVIV21PPc10cCC1cmcmocCCcmVV集电极电压利用系数0c1cmc1II)(g波形系数，通角c的函数；c越小g1(c)越大越大(即Vcm越大或ecmin越小)c越小效率(xio l)c越高。因此，丙类谐振功率放大器提高效率(xio l)c的途径即为减小c角；使LC回路谐振在信号的基频上，即ic的最大值应对应ec的最小值。基极偏置为负值；半通角c90，即丙类工作状态； 负载为LC谐振回路。故谐振功率放大器的工作特点：第14页/共96页第十五页，共96页。6.3 谐振功率放大器的折线(zhxin)近似分析法所谓折线法是将电子器件的特性曲线理想化，用一组折线代替晶体管静态特性曲线后进行分析和计算(j sun)的方法。一、折线一、折线(zhxin)法法对谐振功率放大器进行分析计算，关键在于求出电流的直流分量Ic0和基频分量Icm1。工程上都采用近似估算和实验调整相结合的方法对高频功率放大器进行分析和计算。折线法就是常用的一种分析法。第15页/共96页第十六页，共96页。6.3 谐振功率(gngl)放大器的折线近似分析法折线(zhxin)分析法的主要步骤：1、测出晶体管的转移特性曲线ic eb及输出特性曲线ic ec，并将这两组曲线作理想折线(zhxin)化处理2、作出动态特性曲线3、是根据激励电压vb的大小在已知理想特性曲线上画出对应电流脉冲ic和输出电压vc的波形4、求出ic的各次谐波分量Ic0、Ic1、Ic2由给定的负载谐振阻抗的大小，即可求得放大器的输出电压、输出功率、直流供给功率、效率等指标第16页/共96页第十七页，共96页。6.3 谐振(xizhn)功率放大器的折线近似分析法二、晶体管特性二、晶体管特性(txng)曲线的理想化及其特性曲线的理想化及其特性(txng)曲线曲线1.转移特性曲线(qxin)折线化根据理想化原理晶体管的静态转移特性可用交横轴于VBZ的一条直线来表示(VBZ为截止偏压)。则 ic =gc(ebVBZ) (ebVBZ) 常数cbcceegi2.输出特性曲线在非线性谐振功率放大器中，常常根据集电极是否进入饱和区，将放大区的工作状态分为三种：1)欠压工作状态：集电极最大点电流在临界线的右方，交 流输出电压较低且变化较大。2)过压工作状态：集电极最大点电流进入临界线之左的饱 和区，交流输出电压较高且变化不大。第17页/共96页第十八页，共96页。6.3 谐振(xizhn)功率放大器的折线近似分析法理 想 化 折 线（ 虚 线 ）icgceb0VB Zic过 压 区临 界 线欠 压 区ebec0(a)(b )gcr图6-7 晶体管实际特性和理想折线由图6-7(b)可见，在饱和区，根据理想化原理，集电极电流只受集电极电压的控制，而与基极(j j)电压无关。3)临界工作状态：是欠压和过压状态的分界点，集电极最 大点电流(dinli)正好落在临界线上。若临界线的斜率为gcr，则临界线方程可写为 ic=gcrec第18页/共96页第十九页，共96页。6.3 谐振(xizhn)功率放大器的折线近似分析法三、集电极余弦电流三、集电极余弦电流(dinli)脉冲的分解脉冲的分解当晶体管特性曲线(qxin)理想化后，丙类工作状态的集电极电流脉冲是尖顶余弦脉冲。这适用于欠压或临界状态。ic maxto2c图6-8 尖顶余弦脉冲晶体管的内部特性为它的外部电路关系式当 t=0时，ic= ic max ic=gc(ebVBZ)eb= VBB+Vbmcostec= VCCVcmcost因此 ic max= gcVbm(1cos c)第19页/共96页第二十页，共96页。6.3 谐振功率(gngl)放大器的折线近似分析法若将尖顶脉冲分解(fnji)为傅里叶级数ic =Ic0+Icm1cost+Icm2cos2t+Icmncosnt+由傅里叶级数(j sh)的求系数法得)(iI)(iI)(iIcnmaxCcmnc1maxC1cmc0maxC0C)cos1)(1n(nsinncosncosnsin2)()cos1 (sincos)()cos1 (cossin)(c2cccccnccccc1ccccc0其中：n2.01.00.50.40.30.20.1020406080100c10180120160100123140图6-9 尖顶脉冲的分解系数第20页/共96页第二十一页，共96页。n2.01.00.50.40.30.20.1020406080100c10180120 160100123140图6-9 尖顶脉冲的分解系数6.3 谐振功率(gngl)放大器的折线近似分析法当c120时，Icm1/icmax达到(d do)最大值。在Ic max与负载阻抗Rp为某定值的情况下，输出功率将达到最大值。这样看来，取c=120应该是最佳通角了。但此时放大器处于甲已类工作状态，效率太低。右图可见(kjin)：第21页/共96页第二十二页，共96页。n2.01.00.50.40.30.20.1020406080100c10180120 160100123140图6-9 尖顶脉冲的分解系数6.3 谐振(xizhn)功率放大器的折线近似分析法)(g21)()(21IVIV21PPc1cnc10cCC1cmcmoc 由于(yuy)：)()()(gc0c1c1波形系数由曲线可知：极端(jdun)情况c=0时，2)()()(gc0c1c1若此时=1，c可达100%因此，为了兼顾功率与效率，最佳通角取70左右。第22页/共96页第二十三页，共96页。四、谐振四、谐振(xizhn)功率放大器的动态特性与负载特性功率放大器的动态特性与负载特性6.3 谐振(xizhn)功率放大器的折线近似分析法1. 谐振功率(gngl)放大器的动态特性2. 谐振功率放大器的负载特性第23页/共96页第二十四页，共96页。6.3 谐振(xizhn)功率放大器的折线近似分析法1. 谐振(xizhn)功率放大器的动态特性高频放大器的工作状态是由负载阻抗Rp、激励电压(diny)vb、供电电压(diny)VCC、VBB等4个参量决定的。为了阐明各种工作状态的特点和正确调节放大器，就应该了解这几个参量的变化会使放大器的工作状态发生怎样的变化。如果VCC、VBB、vb 3个参变量不变，则放大器的工作状态就由负载电阻Rp决定。此时，放大器的电流、输出电压、功率、效率等随Rp而变化的特性，就叫做放大器的负载特性。第24页/共96页第二十五页，共96页。6.3 谐振(xizhn)功率放大器的折线近似分析法当放大器工作于谐振状态时，它的外部(wib)电路关系式为eb= VBB+Vbmcost ec= VCCVcmcost消去(xio q)cost可得，cmcCCVeVeb= VBB+Vbm另一方面，晶体管的折线化方程为ic = gc(ebVBZ)得出在icec坐标平面上的动态特性曲线(负载线或工作路)方程：BZcmcCCbmBBccVV)eV(VVgibmcmBBcmBZCCbmccmbmcVVVVVVVeVVg= gd(ec V0)第25页/共96页第二十六页，共96页。6.3 谐振功率(gngl)放大器的折线近似分析法图中示出动态特性曲线的斜率为负值(f zh)，它的物理意义是：从负载(fzi)方面看来，放大器相当于一个负电阻，亦即它相当于交流电能发生器，可以输出电能至负载(fzi)。用类似的方法，可得出在ic eb坐标平面的动态特性曲线。icic321Im0180 90半 导 通 角 tBACD321负 载 增 大eb=eb m axVC CQec m inVcm1.欠 压 状 态2.临 界 状 态3.过 压 状 态RpVcmVcm图6-11 电压、电流随负载变化波形第26页/共96页第二十七页，共96页。6.3 谐振功率(gngl)放大器的折线近似分析法动态特性与负载 的关系：负载阻抗越大，负载线的斜率越小，放大器的工作状态随负载的变化也在变化。 较小时， 也较小，称为欠压状态。动态特性曲线与 的交点A决定了尖顶脉冲的高度(god)。 增加，特性曲线斜率减小， 增加，它与临界线 相交于一点，称为临界状态，集电极电流仍为尖顶余弦脉冲。 继续增加，负载线斜率进一步减小，进入过压状态， 脉冲高度(god)下降，且脉冲为凹顶形。PRPRcmVmaxBVPRcmVm axBBV VPRCiicic321Im0180 90半 导 通 角 tBACD321负 载 增 大eb=eb m axVC CQec m inVcm1.欠 压 状 态2.临 界 状 态3.过 压 状 态RpVcmVcm图6-11 电压、电流随负载变化波形第27页/共96页第二十八页，共96页。6.3 谐振功率放大器的折线(zhxin)近似分析法2. 功率(gngl)放大器的负载特性：在其他(qt)条件不变(VCC、VBB、vb为一定)，只变化放大器的负载电阻而引起的放大器输出电压、输出功率、效率的变化特性称为负载特性。1) vc、ic随负载变化的波形如图所示，放大器的输入电压是一定的，其最大值为Vbemax，在负载电阻RP由小至大变化时，负载线的斜率由小变大，如图中123。不同的负载，放大器的工作状态是不同的，所得的ic波形、输出交流电压幅值功率、效率也是不一样的。第28页/共96页第二十九页，共96页。6.3 谐振功率(gngl)放大器的折线近似分析法icic321Im0180 90半 导 通 角 tBACD321负 载 增 大eb=eb m axVC CQec m inVcm1.欠 压 状 态2.临 界 状 态3.过 压 状 态RpVcmVcm图6-11 电压、电流随负载变化波形2) 欠压、过压、临界三种 工作(gngzu)状态 欠压状态 B点以右的区域。在欠压区至临界点的范围内，根据(gnj)Vc=RpIc1，放大器的交流输出电压在欠压区内必随负载电阻RP的增大而增大，其输出功率、效率的变化也将如此。第29页/共96页第三十页，共96页。6.3 谐振功率放大器的折线(zhxin)近似分析法 临界状态 负载线和eb max正好相交(xingjio)于临界线的拐点。放大器工作在临界线状态时，输出功率大，管子损耗小，放大器的效率也就较大。 过压状态 放大器的负载较大(jio d)，在过压区，随着负载Rp的加大，Ic1要下降，因此放大器的输出功率和效率也要减小。icic321Im0180 90半 导 通 角 tBACD321负 载 增 大eb=eb m axVC CQec m inVcm1.欠 压 状 态2.临 界 状 态3.过 压 状 态RpVcmVcm图6-11 电压、电流随负载变化波形第30页/共96页第三十一页，共96页。根据上述分析，可以画出谐振功率放大器的负载(fzi)特性曲线6.3 谐振功率放大器的折线(zhxin)近似分析法欠压过压0临界Ic 1Ic 0VCRp0cP=PoPc欠压过压临界Rp图6-12 负载特性曲线临界状态的特点是输出功率最大，效率也较高，比最大效率差不了许多，可以说是最佳工作状态，发射机的末级常设计成这种状态，在计算(j sun)谐振功率放大器时，也常以此状态为例。第31页/共96页第三十二页，共96页。6.3 谐振(xizhn)功率放大器的折线近似分析法掌握负载特性，对分析(fnx)集电极调幅电路、基极调幅电路的工作原理，对实际调整谐振功率放大器的工作状态和指标是很有帮助的。欠压状态的功率和效率都比较低，集电极耗散功率也较大，输出电压随负载阻抗变化而变化，因此较少采用。但晶体管基极调幅(dio f)，需采用这种工作状态。过压状态的优点是，当负载阻抗变化时，输出电压比较平稳且幅值较大，在弱过压时，效率可达最高，但输出功率有所下降，发射机的中间级、集电极调幅级常采用这种状态。第32页/共96页第三十三页，共96页。6.3 谐振功率放大器的折线(zhxin)近似分析法1. 欠压、临界(ln ji)、过压工作状态的调整调整欠压、临界、过压三种工作状态，大致有以下几种方法：改变集电极负载(fzi)Rp；改变供电电压VCC；改变偏压VBB；改变激励Vb。(1) 改变Rp，但Vb、VCC、VBB不变 当负载电阻Rp由小至大变化时，放大器的工作状态由欠压经临界转入过压。在临界状态时输出功率最大。五、放大器工作状态的调整五、放大器工作状态的调整第33页/共96页第三十四页，共96页。6.3 谐振功率(gngl)放大器的折线近似分析法(2) 改变VCC，但Rp、Vb、VBB不变当集电极供电电压VCC由小至大变化时，放大器的工作状态(zhungti)由过压经临界转入欠压。欠压过压临界ic1ic2ic3ic4ic5icebecVCC5VCC3VCC1VC1VC2VC3VC4VC5欠压临界过压图6-13 VCC变化时对工作(gngzu)状态的影响在欠压区内，输出电流的振幅基本上不随VCC变化而变化，故输出功率基本不变；而在过压区，输出电流的振幅将随VCC的减小而下降，故输出功率也随之下降。第34页/共96页第三十五页，共96页。6.3 谐振功率放大器的折线(zhxin)近似分析法在过压区中输出电压随VCC改变而变化(binhu)的特性为集电极调幅的实现提供依据；因为在集电极调幅电路中是依靠改变VCC来实现调幅过程的。改变VCC时，其工作状态和电流、 功率的变化(binhu)如上图所示。00( a )( b )欠压状态过压状态VC C欠压状态过压状态VC CIc 0Ic m 1PoP=Pc第35页/共96页第三十六页，共96页。6.3 谐振功率放大器的折线(zhxin)近似分析法(3) Vbm变化，但VCC、VBB、Rp不变或VBB变化，但VCC、Vb、Rp不变 这两种情况所引起放大器工作状态的变化是相同的。因为(yn wi)无论是Vbm还是VBB的变化，其结果都是引起eb的变化。由 eb= VBB+Vbmcost eb max= VBB+Vbm iceb4 m axvceVC Ceb3 m axeb2 m axeb1 m ax0VC 4VC 3VC 2VC 1tQ当VBB或Vbm由小到大变化(binhu)时，放大器的工作状态由欠压经临界转入过压。第36页/共96页第三十七页，共96页。6.3 谐振功率放大器的折线(zhxin)近似分析法(a)过压状态欠压状态VbmIC0OIcm1(b)过压状态欠压状态VbmPoOP=Pcip图6-16 Vbm变化时电流、功率的变化第37页/共96页第三十八页，共96页。6.3 谐振功率放大器的折线(zhxin)近似分析法六、谐振六、谐振(xizhn)功率放大器的计算功率放大器的计算谐振功率放大器的主要(zhyo)指标是功率和效率。以临界状态为例1)首先要求得集电极电流脉冲的两个主要参量ic max和cbBZBB1cVVVcos导通角c集电极电流脉冲幅值Icmic max=gcVb(1cosc)2)电流余弦脉冲的各谐波分量系数0(c)、1(c)、 n(c)可查表求得，并求得个分量的实际值。3)谐振功率放大器的功率和效率直流功率P=Ic0 VCC 交流输出功率maxcc1CC1cmcmo)(V21IV21Pi集电极效率)(g21PPccoc第38页/共96页第三十九页，共96页。6.3 谐振功率放大器的折线(zhxin)近似分析法4) 根据(gnj)p2CCp2cmoR)V(21RV21P可求得最佳(zu ji)负载电阻o2CCpP2)V(R在临界工作时，接近于1，作为工作估算，可设定=1。“最佳”的含义在于采用这一负载值时，调谐功率放大器的效率较高，输出功率较大。可以证明，放大器所要求的最佳负载是随导通角c改变而变化的。c小，Rp大。要提高放大器的效率，就要求放大器具有大的最佳负载电阻值。在实际电路中，放大器所要求的最佳电阻需要通过匹配网络 和终端负载(如天线等)相匹配。第39页/共96页第四十页，共96页。6.4 晶体管功率(gngl)放大器的高频效应一、概述一、概述(i sh)用折线法分析高频功率放大器时要引入相当的误差，低频时误差还是允许的。但随着工作频率的提高，由于晶体管的高频特性及大信号的注入效应而引入的误差将更大，严重时，使放大器无法(wf)工作。一方面应该考虑晶体管基区少数载流子的渡越时间、晶体管的体电阻(特别是rbb的影响)。饱和压降及引线电感等因素的影响；另一方面，功率放大管基本工作在大信号，即大注入条件下，必须考虑大注入所引起的基极电流和饱和压降增加的影响。上述的这些影响都会使放大器的功率增益、最大输出功率及效率的急骤下降。第40页/共96页第四十一页，共96页。6.4 晶体管功率(gngl)放大器的高频效应二、基区渡越时间二、基区渡越时间(shjin)的影响（电流脉冲的变化）的影响（电流脉冲的变化） 在高频小信号工作时，渡越角是以扩散电容的形式来表示基区渡越时间(shjin)的影响的，由于信号的幅度小结电容可等效成线性的。而在大信号高频工作时，必须考虑其非线性特性。 通过实验，可以用示波器观察功率放大器放大管各极电流波形随工作频率变化而变化的情况。t0c0(0=1020)ibicie20图6-18 高频情况下功放管 各电极电流波形第41页/共96页第四十二页，共96页。6.4 晶体管功率(gngl)放大器的高频效应在工作频率很高， 渡越角在0=1020时，功放管各电极电流的变化(binhu)情况：(1) 发射极电流ie 随着工作频率提高，存贮在基区中的载流子由于输入信号vb迅速向负极性变化而返回发射极，因而(yn r)ie出现反向脉冲，使管子的导通角加大，工作频率越高，ie反向脉冲的宽度就越大，幅值也越高，导通角也越扩展。t0c0(0=1020)ibicie20图6-18 高频情况下功放管 各电极电流波形(2) 集电极电流ic ic的峰值滞后于ie的峰值，二者差一渡越角0，ic的导通角也由低频时的c增大到：c+20第42页/共96页第四十三页，共96页。(3) 基极电流ib 由于ie出现反向脉冲，根据ib= ie ic，所以ib也出现反向电流脉冲，反向电流的出现，使其基波分量Ib1大大增加(zngji)，Ib1的增加(zngji)将提高了对激励功率的要求。上述分析表明，ic的导通角加大，将使功率管的效率大大降低；Ib1的加大将使激励功率增加，这会使放大器的功率增益降低，这种现象将随工作频率升高(shn o)而加剧。6.4 晶体管功率(gngl)放大器的高频效应第43页/共96页第四十四页，共96页。6.4 晶体管功率(gngl)放大器的高频效应三、晶体管基极体电阻三、晶体管基极体电阻(dinz)rbb的影响的影响当频率增高时，已经证明基极电流的基波振值Ib1是迅速增加的，这表明be间呈现的交流阻抗显著减小，因此rbb的影响便相对增加，要求的激励(jl)功率将更大，这会使功率增益进一步减小。第44页/共96页第四十五页，共96页。6.4 晶体管功率放大器的高频(o pn)效应四、饱和四、饱和(boh)压降压降Vces大信号注入(zh r)时，功率管的饱和压降将增大，在高频工作时，集电极体电阻也要提高，致使饱和压降进一步增加。例如: 当f=30MHz时，实测某管的Vces=1.5V， 当f=200MHz时，Vces则可大到3.5V。 Vces的增加，会使功率放大器的输出功率、效率、功率增 益均减少。第45页/共96页第四十六页，共96页。6.4 晶体管功率放大器的高频(o pn)效应五、引线电感五、引线电感(din n)的影响的影响 在更高频率工作时，要考虑管子各电极引线电感的影响，其中以发射极的引线电感影响最严重，因为它能使输出(shch)输入电路之间产生寄生耦合。 一般长度为10mm的引线，其电感约为103H，在工作频率为300MHz时，感抗值约为1.9，若通过1A高频电流，则会在此感抗上产生约1.9V的负反馈电压。这种负反馈当然会使输出功率及功率增益下降，并使激励增加。第46页/共96页第四十七页，共96页。6.5 谐振(xizhn)功率放大器电路一、直流馈电(ku din)电路二、输出(shch)回路和级间耦合回路集电极馈电电路集电极馈电电路基极馈电电路基极馈电电路级间耦合网络级间耦合网络输出匹配网络输出匹配网络第47页/共96页第四十八页，共96页。6.5 谐振(xizhn)功率放大器电路馈电电路组成原则：直流电流回路中，除晶体管内阻外，不应有其它电阻消耗直 流能量。高频基波分量应通过负载回路产生所需要(xyo)的高频输出功率，其 它频率分量在负载回路上不应产生输出电压。晶体管外的电路对高次谐波都应接近短路，高次谐波不消耗功率第48页/共96页第四十九页，共96页。6.5 谐振功率(gngl)放大器电路1. 集电极馈电(ku din)电路根据直流电源连接方式的不同，集电极馈电电路又分为串联(chunlin)馈电和并联馈电两种。LCC1LC+VCCALCCC1+VCCLC2(a) 串 馈(b) 并 馈(1) 串馈电路 指直流电源VCC、负载回路(匹配网络)、功率管三者首尾相接的一种直流馈电电路。C1、LC为低通滤波电路，A点为高频地电位，既阻止电源VCC中的高频成分影响放大器的工作，又避免高频信号在LC负载回路以外不必要的损耗。C1、LC的选取原则为 1/ C1 回路阻抗1/10 LC回路阻抗10一、直流馈电电路第49页/共96页第五十页，共96页。(2) 并馈电路 指直流电源VCC、负载(fzi)回路(匹配网络)、功率管三者为并联连接的一种馈电电路。如图LC为高频扼流圈，C1为高频旁路电容，C2为隔直流通高频电容，LC、C1、C2的选取原则与串馈电路基本相同。LCC1LC+VCCALCCC1+VCCLC2(a) 串 馈(b) 并 馈6.5 谐振功率(gngl)放大器电路第50页/共96页第五十一页，共96页。 (3) 串并馈直流供电路的优缺点在并馈电路中，信号回路两端均处于直流地电位，即零电位。对高频而言，回路的一端又直接接地，因此回路安装比较方便，调谐电容C上无高压，安全可靠；缺点是在并馈电路中，LC处于高频高电位上，它对地的分布电容较大，将会直接影响回路谐振(xizhn)频率的稳定性；串联电路的特点正好与并馈电路相反。LCC1LC+VCCALCCC1+VCCLC2(a) 串 馈(b) 并 馈6.5 谐振功率(gngl)放大器电路第51页/共96页第五十二页，共96页。6.5 谐振功率(gngl)放大器电路2. 基极馈电基极馈电(ku din)电路电路基极(j j)馈电电路也分串馈和并馈两种。基极偏置电压VBB可以单独由稳压电源供给，也可以由集电极电源VCC分压供给。在功放级输出功率大于1W时，基极偏置常采用自给偏置电路。第52页/共96页第五十三页，共96页。6.5 谐振功率(gngl)放大器电路提供基极偏置的方法：利用基极电流的直流分量在 上产生的电压作为 工作(gngzu)在丙类工作(gngzu)状态，导通角小于180度，直流分量 是一个对地为负值的电流，产生bRBBV0BIBBV第53页/共96页第五十四页，共96页。6.5 谐振(xizhn)功率放大器电路b）利用基极电流(dinli)在晶体管内的基极电阻 上产生的电压作为 ，但此值较小。（一般在需要小的 时，采用此电路）bbrBBVBBV第54页/共96页第五十五页，共96页。6.5 谐振(xizhn)功率放大器电路c)利用发射极的电流分量 在 上产生的电压作 ，称为自给偏压，它还能自动维持放大器的稳定工作。当激励加大时， ，偏压 会加大，使 的相对(xingdu)增加减少；反之，激励减小时， ，偏压减小， 的相对(xingdu)减少也小。0EIeRBBV0EIBBV0EI0EI0EI第55页/共96页第五十六页，共96页。6.5 谐振功率(gngl)放大器电路二、输出(shch)回路和级间耦合回路高频功放在级间或放大器与负载(fzi)之间都要采用一定的回路。级间耦合回路：放大器与下级放大器的输入端相连接，又称 为输入匹配网络。输出耦合回路：放大器至负载(fzi)的回路，又称为输出匹配网络。上述两类耦合回路均为四端网络。第56页/共96页第五十七页，共96页。6.5 谐振功率(gngl)放大器电路1. 输出(shch)匹配网络输出匹配网络常常(chngchng)是指设备中末级功放与天线或其他负载间的网络，这种匹配网络有L型、型、T型网络及由它们组成的多级网络，也有用双调谐耦合回路的。输出匹配网络的主要功能与要求是匹配、滤波和高效率。高频调谐功率放大器的阻抗匹配就是在给定的电路条件下，改变负载回路的可调元件，将负载阻抗ZL转换成放大管所要求的最佳负载阻抗Rp，使管子送出的功率P0能尽可能多的馈至负载。这就叫做达到了匹配状态，或简称匹配。第57页/共96页第五十八页，共96页。图6-20所示的匹配网络具有电路简单、容易实现的优点，不足之处是电路的品质因数Q值很低(通常Q10)，因此电路的滤波特性很差，所以在实际的发射机中，常常(chngchng)选用T型或型网络作匹配之用。RpRpLLCRL(小)CRL(大)(b) RLRp匹配网络(a) RLRp匹配网络6.5 谐振(xizhn)功率放大器电路第58页/共96页第五十九页，共96页。6.5 谐振(xizhn)功率放大器电路最常见的输出(shch)回路是复合输出(shch)回路如图6-22所示图中，介于电子器件与天线回路之间的L1C1回路就叫做中介回路；RACA分别代表天线的辐射电阻与等效电容；Ln、cn为天线回路的调谐元件，它们的作用是使天线回路处于串联谐振状态，以获得(hud)最大的天线回路电流iA，亦即使天线辐射功率达到最大。LnC1CARACnL1r1L2图6-22 复合输出回路(为了简化电路，省略了 直流电源及辅助元件L、C、C等)这种电路是将天线(负载)回路通过互感或其他形式与集电极调谐回路相耦合。第59页/共96页第六十页，共96页。6.5 谐振(xizhn)功率放大器电路可以看到两种输出(shch)网络，从晶体管集电极向右方看去，都应等效为一个并联谐振回路，如图6-23所示。C1L1rr1ik6-23等效电路由耦合电路的理论可知，当天线回路调谐到串联谐振状态时，它反映到L1C1中介回路的等效(dn xio)电阻为A22RM r因而等效回路的谐振阻抗为A22111111pRMCL)(CLRrrr第60页/共96页第六十一页，共96页。6.5 谐振(xizhn)功率放大器电路A22111111pRMCL)(CLRrrr改变M(晶体管电路由于元件小，实现可变M是较困难的，这里为了便于说明问题，因而仍采用了改变M的讲法)，就可以在不影响回路调谐的情况下，调整中介(zhngji)回路的等效阻抗，以达到阻抗匹配的目的。耦合越紧，即互感M越大，则反映等效电阻越大，回路的等效阻抗(zkng)也就下降越多。高频功放阻抗匹配的概念：在给定的电路条件下，改变负载的可调元件，使电子器件送出额定功率至负载，就称为匹配状态。第61页/共96页第六十二页，共96页。6.5 谐振功率(gngl)放大器电路为了使器件的输出功率绝大部分能送到负载RA上就希望 反映电阻(dinz)r回路损耗电阻(dinz)r1 2A12112k2kk)M(R)M()(IIrrrrrrr功率电子器件送至回路的总回路送至负载的功率衡量回路传输能力优劣的标准，通常以输出至负载的有效功率与输入到回路的总交流功率之比来代表。这比值叫做中介回路的传输效率(xio l)k，简称中介回路效率(xio l)。rrrrrr11L110111p111pLQQLQQ)(CLRCLR值有负载时的回路值无负载时的回路抗有负载时的回路谐振阻抗无负载时的回路谐振阻0Lpp111kQQ1RR11rrrrrr故有:从回路传输效率高的观点来看，应使QL尽可能地小。但从要求回路滤波作用良好来考 虑，则QL值又应该足够大。从兼顾这两方面出发，QL值一般不应 小于10。在功率很大的放大器中，QL也有低到10以下的。第62页/共96页第六十三页，共96页。6.5 谐振功率(gngl)放大器电路下图是两种形网络是其中的形式之一(也可以用T型网络)。图中R2代表终端(负载)电阻，R1代表由R2折合(zhh)到左端的等效电阻，故接线用虚线表示。R1C1C2R2L1(a)2CXLQ2R112LQ1RLQ1LX)3(1)12LQ(1R2R2R2CX)2(LQ1R1CX)1(第63页/共96页第六十四页，共96页。6.5 谐振功率(gngl)放大器电路下图是两种形网络是其中(qzhng)的形式之一(也可以用T型网络)。图中R2代表终端(负载)电阻，R1代表由R2折合到左端的等效电阻，故接线用虚线表示。R1C1R2C2L1(b)1)12LQ(1R2R2R1LX)3(12CXLQ2R12LQ1RLQ2CX)2(LQ1R1CX)1(第64页/共96页第六十五页，共96页。6.5 谐振(xizhn)功率放大器电路2. 级间耦合网络级间耦合网络(输入输入(shr)匹配网络匹配网络)多级功放中间级的一个很大问题是后级放大器的输入阻抗是变化的，是随激励电压的大小及管子本身的工作(gngzu)状态变化而变化的。这个变化反映到前级回路，会使前级放大器的工作状态发生变化。此时，若前级原来工作在欠压状态，则由于负载的变化，其输出电压将不稳定。对于中间级而言，最主要的是应该保证它的电压输出稳定，以供给下级功放稳定的激励电压，而效率则降为次要问题。第65页/共96页第六十六页，共96页。对于中间级应采取如下(rxi)措施：第一，使中间级放大器工作于过压状态，使它近似(jn s)为一个恒压源。第二，降低级间耦合回路的效率。回路效率降低后，其本身的损耗加大。这样下级输入阻抗的变化相对于回路本身的损耗而言就不显得重要了。中间级耦合回路的效率一般为k=0.10.5，平均在0.3上下。也就是说，中间级的输出功率应为后一级所需激励(jl)功率的310倍。6.5 谐振功率放大器电路第66页/共96页第六十七页，共96页。6.5 谐振(xizhn)功率放大器电路晶体管的基极电路输入阻抗很低，而且功率越大的管子，输入阻抗越低，因而(yn r)对于晶体管电路来说，匹配问题很重要。晶体管的等效输入电路如图：第67页/共96页第六十八页，共96页。6.5 谐振功率(gngl)放大器电路输入匹配网络的作用就是使晶体管的低输入阻抗(sh r z kn)能与内阻比这输入阻抗(sh r z kn)高得多的信号源匹配。输入端T型匹配网络如图所示第68页/共96页第六十九页，共96页。6.8 宽带高频(o pn)功率放大器一、宽带变压器在宽波带内工作，自动调谐，迅速转换工作频率的要求，使得宽带高频功率(gngl)放大器的出现称为必然。宽带高频功率(gngl)放大器无需调谐，能在很宽的范围内获得线性放大。宽带高频功率(gngl)放大器利用宽带变压器作为耦合回路。高频磁芯变压器：与普通变压器原理相同， 只是(zhsh)采用了高频磁芯。传输线变压器： 传输线原理与变压器原理 相结合。宽带变压器第69页/共96页第七十页，共96页。6.8 宽带高频(o pn)功率放大器1.低频(dpn)变压器 依靠铁芯中的公共磁通将初级线圈中的能量传到次级线圈中。低频端：初级电感实际上不能为无穷大，频率相应下降(xijing)。高频端：线圈漏感与分布电容的影响，会产生谐振，有峰 点相应，之后由于容抗的旁路作用，相应会迅速 下降(xijing)。普通变压器不能应用于高频！普通变压器不能应用于高频！第70页/共96页第七十一页，共96页。6.8 宽带(kun di)高频功率放大器高频变压器必须具备的条件：尽量减少线圈的漏感与分布电容，磁芯用铁氧体。减少磁芯的功率损耗，采用高频铁氧体为展宽低频响应，要求(yoqi)初级线圈电感大，增加匝数。高频变压器仍是变压器的原理，漏感与分布电容依然(yrn)限制它的工作频率。第71页/共96页第七十二页，共96页。6.8 宽带(kun di)高频功率放大器2.传输线变压器把传输线的原理应用到变压器，可以提高变压器的频率上限。用传输线绕在高导磁率的磁环上即组成传输线变压器。结构简单，轻便，频带宽。工作(gngzu)模式：传输线模式：1，4两端同时(tngsh)接地（或2，3两端同时(tngsh)接地）.3412.4231()11LCVVRRVV 负载传输线的特性阻抗输出电压所以变压器相当于 ： 阻抗反相变压器第72页/共96页第七十三页，共96页。变压器工作模式线圈中有激磁(jc)电流，磁芯有损耗，有公共磁场。6.8 宽带高频(o pn)功率放大器第73页/共96页第七十四页，共96页。6.8 宽带(kun di)高频功率放大器二、1：4阻抗(zkng)传输线变压器绕组(roz)可视为两根平行传输线，起1:4阻抗变换作用，2，3端的 折合到2，4端为4LsRR4LR第74页/共96页第七十五页，共96页。6.8 宽带高频(o pn)功率放大器根据(gnj)传输线理论有：.212.212.221.1212cossincossincossin1 coscosccciccVVlj I ZlVIIljlZVIljZlVZZIIZljVIl第75页/共96页第七十六页，共96页。从负载(fzi)端看：.22122.2.21 cossinsin1 coscossin21 cossin0,4LcLcLciccLLisI RVVVlj I ZlRjZlVlIRljZlZZZljRlRlZR当时，得： 与电源匹配，得到最大功率。6.8 宽带高频(o pn)功率放大器第76页/共96页第七十七页，共96页。另外，从回路(hul)方程可得：.121.1222.112.22222021coscos21cossin1coscos21cosssssLscsLcLscsmLmLLsVIIRVVIIRVIRVVIVlIZR RZRlRljlZVlRPIRRlRl由 上 式 中 的， 等 可 求 出 ：222200sin04,4sLccLLLLssR RZlZdPdRRRRR要 想 得 到 最 大 功 率 ， 应 使可 算 出 ：是 所 需 的 匹 配 条 件第77页/共96页第七十八页，共96页。2222020(),cos21cossin10 log41cos4110 logsLcccccsLsLLsLcLscLsLsR RZZZZRR RRlRflRR RZRlRllZR RlRRs00d由d得 ：频 率 较 低 时 ，的 功 率 达 到 极 大 值 。电 流 电 压 间 会 产 生 相 移 ，上 的 功 率 会 下 降 。衡 量 功 率 减 小 的 程 度 用 插 入 损 耗 表 示P10logP当时 ， 上 式 化 为 ：222222223 cossin24 1cos213 cos4 sin10 log4 1cossccscsRZllZRlZRlll最 佳 匹 配 ：（ dB） =这 就 是 1： 4阻 抗 变 换 变 压 器 的 插 入 损 耗 。第78页/共96页第七十九页，共96页。6.8 宽带(kun di)高频功率放大器对应(duyng)于不同的特性阻抗Zc，可画出它与不同长度的传输线的曲线关系。（p338）0,4LisRlZR，为匹配状态。,20isilZRllZl 输入损耗增加。时，插入损耗为无穷大，此时传输线全反射，负载上得到的功率为零。从上述可见，传输线的长度应尽量短，使。但考虑低频(dpn)相应，绕组又必须又相当长度，又足够的电感。第79页/共96页第八十页，共96页。101101800()50()1uLuncmfRcmffffmaxmin计算绕组长度的经验公式：高频端：l低频端：l为最高频率（MHz）,n为常数0.08为最低频率（MHz）， 为铁芯在 时相对导磁率。6.8 宽带高频(o pn)功率放大器第80页/共96页第八十一页，共96页。4：1传输线变压器6.8 宽带(kun di)高频功率放大器第81页/共96页第八十二页，共96页。6.8 宽带(kun di)高频功率放大器.,2 413,1,244441LLiLRVVVIIVVVRRRIII该负载上的电压为则 ，端和， 端的电压也为对地为2 ；信号源提供的电流为通过负载的电流为2， 22可见输入阻抗时负载地 倍，实现了 ： 地阻抗变换。第82页/共96页第八十三页，共96页。6.8 宽带(kun di)高频功率放大器三、高频功率放大器 利用传输线变压器的宽带特性(txng)可构成宽带高频功率放大器。 宽带功放工作于甲类，用传输线变压器耦合，不使用调谐 选频回路。 缺点：效率低。第83页/共96页第八十四页，共96页。6.8 宽带(kun di)高频功率放大器第84页/共96页第八十五页，共96页。6.9 功率(gngl)合成器一、功率合成与分配网络 功率合成：高频功率放大器中，所需要地输出功率超过单个电 子器件所能输出地功率时，可以讲及格(j g)电子器件的 输出功率叠加起来，以获得足够的输出功率。第85页/共96页第八十六页，共96页。6.9 功率(gngl)合成器网络应满足功率相加的条件 N个同类型的放大器，输出电压(diny)幅度相等的话，则N个放大器 送到负载上的功率应为每个放大器功率的N倍，即功率合成器中的各个单元放大器彼此应该隔离，任何一个单元 故障或损坏时，不影响其它单元的工作和其它单元的功率的输 出，又称相互无关条件。0sPNP上述的两个条件就是在功率分配及合成(hchng)网络的参与下实现的。功率合成与分配网络需满足的条件：第86页/共96页第八十七页，共96页。6.9 功率(gngl)合成器二、网路的工作原理利用1：4传输线变压器组成的功率(gngl)分配或合成网络如图。变压器的两个线圈中对应点通过的电流大小相等，方向相反。传输线匹配且不计损耗时，变压器输入端与输出端的电压幅度相等。第87页/共96页第八十八页，共96页。6.9 功率(gngl)合成器电路(dinl)中：2222ABccccDcRRZRRZRZRZR为传输线变压器的特性阻抗1.,ABDRR.AB从c端输入信号则： VV端无输出信号，上得到相位相同的功率，即分配到同相功率。第88页/共96页第八十九页，共96页。12122.0,ABIIIIICRR.AB从D端输入信号功率VV则：端无输出信号，上得到反相功率。可见C点与D点是互不影响的，从C点馈电，网络就是同相功率分配网络；从D点馈电，网络就是反相功率分配网络。6.9 功率(gngl)合成器3.02cRABABCIRRRD从 ， 两端输入信号功率II则点无输出A,B两端的功率全部送到D端的2R上R第89页/共96页第九十页，共96页。6.9 功率(gngl)合成器,2DABDCCRRRA BRRRR上可以把上输出的功率全部吸收。同理，当端同时输出同相功率时，上无功率输出，上获得合成功率，且，与电源内阻是匹配的。4.A（或B）单边工作A,B两端不对称，流入A点的电流与流出B点的电流不再相等。第90页/共96页第九十一页，共96页。.12.213.1312.3412.1.3.13.1242222220222DDcccBIIIIIIRRRRVVVVVVVVcVI RIVI RI RIII.折合到1，2点之间的阻抗为它与 串联，将电压等分端到地的电压也为，即解得： 1201122221122,BAcADAcDcDPPIVVPIIVPPI VIVPARRBA BRR端得功率被平均分配给和端无输出，可见，端是隔离的。若B端单独工作，则A端无输出，B端的功率平均分配给和第91页/共96页第九十二页，共96页。6.9 功率(gngl)合成器结论：（1）A,B,C,D相互隔离的条件是：（2）A,B端送反相功率，D端得合成功率，C无输出(shch)。 A,B端送正向功率，C端得合成功率，D无输出(shch)。 从C送功率，功率被分配给A,B（同相），D无输出(shch)。 从D送功率，功率被分配给A,B（反相），C无输出(shch)。 所以，1：4传输线变压器，既可作功率分配网络，又可作 功率合成网络，通称为混合网络。 .22ABcDcRRRRRZV IR第92页/共96页第九十三页，共96页。6.9 功率(gngl)合成器D端不平衡(pnghng)输出时，应加1：1传输线变压器第93页/共96页第九十四页，共96页。1.反相(fn xin)功率合成器的电路（1）Tr2是功率分配(fnpi)网络，D端为输入端，A,B端得到反相激励 功率，经4：1传输线变压器与晶体管输入阻抗匹配。（2）晶体管输出功率是反相的， Tr5为反相功率合成网络，A, B端得到反相功率，D端获得合成输出功率。 负载阻抗完全匹配时，C端无功率损耗； 负载阻抗不完全匹配时，C端的电阻上有功率损耗；五、功率(gngl)合成器电路第94页/共96页第九十五页，共96页。2.同相功率(gngl)合成器电路（1）Tr1， Tr6为同相隔离混合网络Tr1为功率分配网络，将C端的输入功率平均分配给A,B端Tr6为功率合成网络，将A,B端的输出功率在C端合成（2） Tr2， Tr3， Tr4， Tr5均为阻抗匹配变压器1.1 电阻为负反馈电阻，提高输入阻抗，稳定放大器工作(gngzu)22 电阻也可提高输入阻抗，并可防止寄生振荡。 第95页/共96页第九十六页，共96页。