《现代调制技术》PPT课件.ppt

6 1正交振幅调制 QAM 6 2最小移频键控 MSK 6 3高斯最小移频键控 GMSK 6 4DQPSK调制 现代数字调制解调技术 现代数字调制解调技术 在通信原理课程中我们讨论了数字调制的三种基本方式 数字振幅调制 数字频率调制和数字相位调制 然而 这三种数字调制方式都存在不足之处 如频谱利用率低 抗多径抗衰落能力差 功率谱衰减慢带外辐射严重等 为了改善这些不足 近几十年来人们不断地提出一些新的数字调制解调技术 以适应各种通信系统的要求 例如 在恒参信道中 正交振幅调制 QAM 和正交频分复用 OFDM 方式具有高的频谱利用率 正交振幅调制在卫星通信和有线电视网络高速数据传输等领域得到广泛应用 而正交频分复用在非对称数字环路ADSL和高清晰度电视HDTV的地面广播系统等得到成功应用 高斯最小移频键控 GMSK 和 4DQPSK具有较强的抗多径抗衰落性能 带外功率辐射小等特点 因而在移动通信领域得到应用 高斯最小移频键控用于泛欧数字蜂窝移动通信系统 GSM 4DQPSK用于北美和日本的数字蜂窝移动通信系统 下面分别对几种具有代表性的数字调制系统进行讨论 6 1正交振幅调制 QAM 在现代通信中 提高频谱利用率一直是人们关注的焦点之一 近年来 随着通信业务需求的迅速增长 寻找频谱利用率高的数字调制方式已成为数字通信系统设计 研究的主要目标之一 正交振幅调制 QAM QuadratureAmplitudeModulation 就是一种频谱利用率很高的调制方式 其在中 大容量数字微波通信系统 有线电视网络高速数据传输 卫星通信系统等领域得到了广泛应用 在移动通信中 随着微蜂窝和微微蜂窝的出现 使得信道传输特性发生了很大变化 过去在传统蜂窝系统中不能应用的正交振幅调制也引起人们的重视 6 1 1 MQAM调制原理 正交振幅调制是用两个独立的基带数字信号对两个相互正交的同频载波进行抑制载波的双边带调制 利用这种已调信号在同一带宽内频谱正交的性质来实现两路并行的数字信息传输 正交振幅调制信号的一般表示式为 sMQAM t 式中 An是基带信号幅度 g t nTs 是宽度为Ts的单个基带信号波形 式 6 1 1 还可以变换为正交表示形式 sMQAM t sMQAM t 令Xn Ancos Yn Ansin 则式 6 1 2 变为 sMQAM t QAM中的振幅Xn和Yn可以表示为Xn cnA Yn dnA 式中 A是固定振幅 cn dn由输入数据确定 cn dn决定了已调QAM信号在信号空间中的坐标点 QAM信号调制原理图如图6 1所示 图中 输入的二进制序列经过串 并变换器输出速率减半的两路并行序列 再分别经过2电平到L电平的变换 形成L电平的基带信号 为了抑制已调信号的带外辐射 该L电平的基带信号还要经过预调制低通滤波器 形成X t 和Y t 再分别对同相载波和正交载波相乘 最后将两路信号相加即可得到QAM信号 图6 1QAM信号调制原理图 信号矢量端点的分布图称为星座图 通常 可以用星座图来描述QAM信号的信号空间分布状态 对于M 16的 16QAM来说 有多种分布形式的信号星座图 两种具有代表意义的信号星座图如图6 2所示 在图6 2 a 中 信号点的分布成方型 故称为方型16QAM星座 也称为标准型16QAM 在图6 2 b 中 信号点的分布成星型 故称为星型16QAM星座 若信号点之间的最小距离为2A 且所有信号点等概率出现 则平均发射信号功率为 图6 2 16QAM的星座图 a 方型16QAM星座 b 星型16QAM星座 对于方型16QAM 信号平均功率为 对于星型16QAM 信号平均功率为 两者功率相差1 4dB 另外 两者的星座结构也有重要的差别 一是星型16QAM只有两个振幅值 而方型16QAM 有三种振幅值 二是星型16QAM只有8种相位值 而方型16QAM有12种相位值 这两点使得在衰落信道中 星型16QAM比方型16QAM更具有吸引力 M 4 16 32 256时 MQAM 信号的星座图如图6 3所示 其中 M 4 16 64 256时星座图为矩形 而M 32 128时星座图为十字形 前者M为2的偶次方 即每个符号携带偶数个比特信息 后者M为2的奇次方 即每个符号携带奇数个比特信息 若已调信号的最大幅度为1 则MPSK信号星座图上信号点间的最小距离为 dMPSK 2sin 而MQAM信号矩形星座图上信号点间的最小距离为 图6 3MQAM信号的星座图 dMQAM 式中 L为星座图上信号点在水平轴和垂直轴上投影的电平数 M L2 由式 6 1 6 和 6 1 7 可以看出 当M 4时 d4PSK d4QAM 实际上 4PSK和4QAM的星座图相同 当M 16时 d16QAM 0 47 而d16PSK 0 39 d16PSK d16QAM 这表明 16QAM系统的抗干扰能力优于16PSK 6 1 2MQAM解调原理 MQAM信号同样可以采用正交相干解调方法 其解调器原理图如图6 4所示 解调器输入信号与本地恢复的两个正交载波相乘后 经过低通滤波输出两路多电平基带信号X t 和Y t 多电平判决器对多电平基带信号进行判决和检测 再经L电平到2电平转换和并 串变换器最终输出二进制数据 图6 4 MQAM信号相干解调原理图 6 1 3 MQAM抗噪声性能 对于方型QAM 可以看成是由两个相互正交且独立的多电平ASK信号叠加而成 因此 利用多电平信号误码率的分析方法 可得到M进制QAM的误码率为 Pe 式中 M L2 Eb为每比特码元能量 n0为噪声单边功率谱密度 图6 5给出了M进制方型QAM的误码率曲线 图6 5M进制方型QAM的误码率曲线 6 2最小移频键控 MSK 数字频率调制和数字相位调制 由于已调信号包络恒定 因此有利于在非线性特性的信道中传输 由于一般移频键控信号相位不连续 频偏较大等原因 使其频谱利用率较低 本节将讨论的MSK MinimumFrequencyShiftKeying 是二进制连续相位FSK的一种特殊形式 MSK称为最小移频键控 有时也称为快速移频键控 FFSK 所谓 最小 是指这种调制方式能以最小的调制指数 0 5 获得正交信号 而 快速 是指在给定同样的频带内 MSK能比2PSK的数据传输速率更高 且在带外的频谱分量要比2PSK衰减的快 6 2 1MSK的基本原理 MSK是恒定包络连续相位频率调制 其信号的表示式为 sMSK t cos 其中 kTs t k 1 Ts k 0 1 令 则式 6 2 1 可表示为 sMSK t cos ct k t 式中 k t 称为附加相位函数 c为载波角频率 Ts为码元宽度 ak为第k个输入码元 取值为 1 k为第k个码元的相位常数 在时间kTs t k 1 Ts中保持不变 其作用是保证在t kTs时刻信号相位连续 令 k t ct 则 由式 6 2 5 可以看出 MSK信号的两个频率分别为 f1 fc f1 fc 中心频率fc应选为 fc 式 6 2 8 表明 MSK信号在每一码元周期内必须包含四分之一载波周期的整数倍 fc还可以表示为 fc N为正整数 m 0 1 2 3 相应地MSK信号的两个频率可表示为 f1 由此可得频率间隔为 f f2 f1 MSK信号的调制指数为h fTs 当取N 1 m 0时 MSK信号的时间波形如图6 6所示 图6 6MSK信号的时间波形 k k 1 ak 1 ak ak ak 1ak ak 1 式中 若取 k的初始参考值 0 0 则 k 0或 模2 k 0 1 2 上式即反映了MSK信号前后码元区间的相位约束关系 表明MSK信号在第k个码元的相位常数不仅与当前码元的取值ak有关 而且还与前一码元的取值ak 1及相位常数 k 1有关 对第k个码元的相位常数 k的选择应保证MSK信号相位在码元转换时刻是连续的 根据这一要求 由式 6 2 2 可以得到相位约束条件为 由附加相位函数 k t 的表示式 6 2 2 可以看出 k t 是一直线方程 其斜率为 截距为 k 由于ak的取值为 1 故是分段线性的相位函数 因此 MSK的整个相位路径是由间隔为Ts的一系列直线段所连成的折线 在任一个码元期间Ts 若ak 1 则 k t 线性增加 若ak 1 则 k t 线性减小 对于给定的输入信号序列 ak 相应的附加相位函数 k t 的波形如图6 7所示 对于各种可能的输入信号序列 k t 的所有可能路径如图6 8所示 它是一个从 2 到 2 的网格图 图6 7附加相位函数 k t 的波形图 图6 8 MSK的相位网格图 从以上分析总结得出 MSK信号具有以下特点 1 MSK信号是恒定包络信号 2 在码元转换时刻 信号的相位是连续的 以载波相位为基准的信号相位在一个码元期间内线性地变化 3 在一个码元期间内 信号应包括四分之一载波周期的整数倍 信号的频率偏移等于 相应的调制指数h 0 5 下面我们简要讨论一下MSK信号的功率谱 对于由式 6 2 1 定义的MSK信号 其单边功率谱密度可表示为 根据式 6 2 16 画出MSK信号的功率谱如图6 9所示 为了便于比较 图中还画出了2PSK信号的功率谱 由图6 9可以看出 与2PSK相比 MSK信号的功率谱更加紧凑 其第一个零点出现在0 75 Ts处 而2PSK的第一个零点出现在1 Ts处 这表明 MSK信号功率谱的主瓣所占的频带宽度比2PSK信号的窄 当 f fc 时 MSK的功率谱以 f fc 4的速率衰减 它要比2PSK的衰减速率快得多 因此对邻道的干扰也较小 图6 9 MSK信号的归一化功率谱 6 2 2MSK调制解调原理 由MSK信号的一般表示式 6 2 3 可得 sMSK t cos ct k t cos k t cos ct sin k t sin ct 6 2 17 因为 k t k 代入式 6 2 17 可得sMSK t cos kcos 上式即为MSK信号的正交表示形式 其同相分量为 xI t cos kcos也称为I支路 其正交分量为 xQ t akcos ksin也称为Q支路 cos 和sin 称为加权函数 由式 6 2 18 可以画出MSK信号调制器原理图如图6 10所示 图中 输入二进制数据序列经过差分编码和串 并变换后 I支路信号经cos加权调制和同相载波cos ct相乘输出同相分量xI t 图6 10MSK信号调制器原理图 Q支路信号先延迟Ts 经sin 加权调制和正交载波sin ct相乘输出正交分量xQ t xI t 和xQ t 相减就可得到已调MSK信号 MSK信号属于数字频率调制信号 因此可以采用一般鉴频器方式进行解调 其原理图如图6 11所示 鉴频器解调方式结构简单 容易实现 由于MSK信号调制指数较小 采用一般鉴频器方式进行解调误码率性能不太好 因此在对误码率有较高要求时大多采用相干解调方式 图6 12是MSK信号相干解调器原理图 其由相干载波提取和相干解调两部分组成 图6 11 MSK鉴频器解调原理图 图6 12 MSK信号相干解调器原理图 6 2 3MSK的性能 设信道特性为恒参信道 噪声为加性高斯白噪声 MSK解调器输入信号与噪声的合成波为 r t cos ct k n t 6 2 21 式中n t nc t cos ct ns t sin ct是均值为0 方差为 2的窄带高斯噪声 经过相乘 低通滤波和抽样后 在t 2kTs时刻I支路的样值为 2kTs acos k 1 knc 6 2 22 在t 2k 1 Ts时刻Q支路的样值为 2k 1 Ts aakcos k 1 kns 式中nc和ns分别为nc t 和ns t 在取样时刻的样本值 在I支路和Q支路数据等概率的情况下 各支路的误码率为 Ps 式中 r 为信噪比 经过交替门输出和差分译码后 系统的总误比特率为 Pe 2Ps 1 Ps 6 2 25 MSK系统误比特率曲线如图6 13所示 由以上分析可以看出 MSK信号比2PSK有更高的频谱利用率 并且有更强的抗噪声性能 从而得到了广泛的应用 图6 13 MSK系统误比特率曲线 6 3高斯最小移频键控 GMSK 由上一节分析可知 MSK调制方式的突出优点是已调信号具有恒定包络 且功率谱在主瓣以外衰减较快 但是 在移动通信中 对信号带外辐射功率的限制十分严格 一般要求必须衰减70dB以上 从MSK信号的功率谱可以看出 MSK信号仍不能满足这样的要求 高斯最小移频键控 GMSK 就是针对上述要求提出来的 GMSK调制方式能满足移动通信环境下对邻道干扰的严格要求 它以其良好的性能而被泛欧数字蜂窝移动通信系统 GSM 所采用 6 3 1 GMSK的基本原理 MSK调制是调制指数为0 5的二进制调频 基带信号为矩形波形 为了压缩MSK信号的功率谱 可在MSK调制前加入预调制滤波器 对矩形波形进行滤波 得到一种新型的基带波形 使其本身和尽可能高阶的导数都连续 从而得到较好的频谱特性 GMSK GaussianFilteredMinimumShiftKeying 调制原理图如图6 14所示 为了有效地抑制MSK信号的带外功率辐射 预调制滤波器应具有以下特性 图6 14GMSK调制原理图 1 带宽窄并且具有陡峭的截止特性 2 脉冲响应的过冲较小 3 滤波器输出脉冲响应曲线下的面积对应于 2 的相移 其中条件 1 是为了抑制高频分量 条件 2 是为了防止过大的瞬时频偏 条件 3 是为了使调制指数为0 5 一种满足上述特性的预调制滤波器是高斯低通滤波器 其单位冲激响应为 传输函数为 H f exp 2f2 6 3 2 式中 是与高斯滤波器的3dB带宽Bb有关的参数 它们之间的关系为 Bb 0 5887如果输入为双极性不归零矩形脉冲序列s t s t b t 其他 其中 Tb为码元间隔 高斯预调制滤波器的输出为 x t s t h t 式中 g t 为高斯预调制滤波器的脉冲响应 g t b t h t 当BbTb取不同值时 g t 的波形如图6 15所示 GMSK 信号的表达式为 sGMSK t cos 图6 15高斯滤波器的矩形脉冲响应 式中 an为输入数据 高斯滤波器的输出脉冲经MSK调制得到GMSK信号 其相位路径由脉冲的形状决定 由于高斯滤波后的脉冲无陡峭沿 也无拐点 因此 相位路径得到进一步平滑 如图6 16所示 图6 16 GMSK信号的相位路径 图6 17是通过计算机模拟得到的GMSK信号的功率谱 图中 横坐标为归一化频差 f fc Tb 纵坐标为功率谱密度 参变量BbTb为高斯低通滤波器的归一化3dB带宽Bb与码元长度Tb的乘积 BbTb 的曲线是MSK信号的功率谱密度 GMSK 信号的功率谱密度随BbTb值的减小变得紧凑起来 表6 1给出了作为BbTb函数的GMSK信号中包含给定功率百分比的带宽 图6 17 GMSK信号的功率谱密度 表6 1GMSK信号中包含给定功率百分比的射频带宽 图6 18是在不同BbTb时由频谱分析仪测得的射频输出频谱 可见 测量值与图6 17所示的计算机模拟结果基本一致 图6 19是GMSK信号正交相干解调时测得的眼图 可以看出 当BbTb较小时会使基带波形中引入严重的码间干扰 从而降低性能 当BbTb 0 25时 GMSK的误码率比MSK下降1dB 图6 18不同BbTb时实测GMSK信号射频功率谱 图6 19 GMSK信号正交相干解调的眼图 6 3 2 GMSK的调制与解调产生GMSK信号的一种简单方法是采用锁相环 PLL 法 其原理图如图6 20所示 图中 输入数据序列先进行 相移BPSK调制 然后将该信号通过锁相环对BPSK信号的相位突跳进行平滑 使得信号在码元转换时刻相位连续 而且没有尖角 该方法实现GMSK信号的关键是锁相环传输函数的设计 以满足输出信号功率谱特性要求 由式 6 3 8 GMSK信号可以表示为正交形式 即sGMSK t cos ct t cos t cos ct sin t sin ct 图6 20 PLL型GMSK调制器 式中 t 由式 6 3 9 和式 6 3 10 可以构成一种波形存储正交调制器 其原理图如图6 21所示 波形存储正交调制器的优点是避免了复杂的滤波器设计和实现 可以产生具有任何特性的基带脉冲波形和已调信号 GMSK信号的基本特征与MSK信号完全相同 其主要差别是GMSK信号的相位轨迹比MSK信号的相位轨迹平滑 因此 图6 12所示的MSK信号相干解调器原理图完全适用GMSK信号的相干解调 GMSK 信号也可以采用图6 22所示的差分解调器解调 图6 22 a 是1比特差分解调方案 图6 22 b 是2比特差分解调方案 图6 21波形存储正交调制器产生GMSK信号 图6 22GMSK信号差分解调器原理 a 1比特差分调节器 b 2比特差分解调器 6 3 3 GMSK系统的性能假设信道为恒参信道 噪声为加性高斯白噪声 其单边功率谱密度为n0 GMSK信号相干解调的误比特率下界可以表示为 Pe 式中 dmin为在t1到t2之间观察所得的Hilbert空间中发送数据 1 和 0 对应的复信号u1 t 和u0 t 之间的最小距离 即 在恒参信道 加性高斯白噪声条件下 测得的GMSK相干解调误比特率曲线如图6 23所示 由图可以看出 当BbTb 0 25时 GMSK的性能仅比MSK下降1dB 由于移动通信系统是快速瑞利衰落信道 因此误比特性能要比理想信道下的误比特性能下降很多 具体误比特性能要通过实际测试 图6 23例相信道下GMSK相干解调误比特率曲线 6 4DQPSK调制 DQPSK ShiftDifferentiallyEncodedQuadraturePhaseShiftKeying 是一种正交相移键控调制方式 它综合了QPSK和OQPSK两种调制方式的优点 DQPSK有比QPSK更小的 包络波动和比GMSK更高的频谱利用率 在多径扩展和衰落的情况下 DQPSK比OQPSK的性能更好 DQPSK能够采用非相干解调 从而使得接收机实现大大简化 DQPSK已被用于北美和日本的数字蜂窝移动通信系统 6 4 1 DQPSK的调制原理 在 DQPSK调制器中 已调信号的信号点从相互偏移的两个QPSK星座图中选取 图6 24给出了两个相互偏移的星座图和一个合并的星座图 图中两个信号点之间的连线表示可能的相位跳变 可见 信号的最大相位跳变是 另外 由图6 24还可看出 对每对连续的双比特其信号点至少有的相位变化 从而使接收机容易进行时钟恢复和同步 DQPSK 调制器原理图如图6 25所示 输入的二进制数据序列经过串 并变换和差分相位编码输出同相支路信号Ik和正交支路信号Qk Ik和Qk的符号速率是输入数据速率的一半 在第k个码元区间内 差分相位编码器的输出和输入有如下关系 图6 24 DQPSK信号的星座图 图6 25 DQPSK调制器原理图 Ik Ik 1cos k Qk 1sin k 6 4 1 Qk Ik 1sin k Qk 1cos k式中 k是由差分相位编码器的输入数据xk和yk所决定的 采用Gray编码的双比特 xk yk 与相移 k的关系如表9 2所示 差分相位编码器的输出Ik和Qk共有五种取值 为了抑制已调信号的带外功率辐射 在进行正交调制前先使同相支路信号和正交支路信号Ik和Qk通过具有线性相位特性和平方根升余弦幅频特性的低通滤波器 幅频特性表示式为 1 0 0 f f 表6 2采用Gray编码的双比特 xk yk 与相移 k的关系表 式中 g t 为低通滤波器输出脉冲波形 k为第k个数据期间的绝对相位 k可由以下差分编码得出 k k 1 k 6 4 5 DQPSK是一种线性调制 其包络不恒定 若发射机具有非线性放大 将会使已调信号频谱展宽 降低频谱利用率 为了提高功率放大器的动态范围 改善输出信号的频谱特性 通常采用具有负反馈控制的功率放大器 6 4 2DQPSK的解调 DQPSK可以采用与4DPSK相似的方式解调 在加性高斯白噪声 AWGN 信道中 相干解调的 DQPSK与 DQPSK有相同的误码性能 为了便于实现 经常采用差分检测来解调 DQPSK信号 在低比特率 快速瑞利衰落信道中 由于不依赖相位同步 差分检测提供了较好的误码性能 DQPSK信号基带差分检测器的原理图如图6 26所示 在解调器中 本地振荡器产生的正交载波与发射载波频率相同 但有固定的相位差 解调器中同相支路和正交支路两个低通滤波器的输出分别为 图6 26基带差分检测器原理图 ck cos k 6 4 6 dk sin k 两个序列ck和dk送入差分解码器进行解码 其解码关系为 ek ckck 1 dkdk 1 cos k cos k 1 sin k sin k 1 cos k k 1 cos k 6 4 8 fk dkck 1 ckdk 1 sin k cos k 1 cos k sin k 1 sin k k 1 sin k 6 4 9 k arctan 根据表6 2和式 6 4 10 就可以得到调制数据 再经过并 串变换即可恢复出发送的数据序列 DQPSK信号还可以采用FM鉴频器检测 其原理图如图6 27所示 该检测器由带通滤波器 限幅器 FM鉴频器 积分器 模2 校正电路 差分相位译码及并 串变换电路组成 除了基带差分检测 鉴频器检测方法外 DQPSK信号还可以采用中频差分检测方法解调 并且三种解调方式是等价的 图6 27 DQPSK信号鉴频器检测 6 4 3DQPSK系统的性能在加性高斯白噪声信道条件下 采用基带差分检测 DQPSK系统的误比特率为 Pe e 2r 式中 r In是第一类第n阶修正贝塞尔 Bessel 函数 误比特率曲线如图6 28所示 对于基带差分检测来说 当收发两端存在相位漂移 2 fT时 将会使系统误比特率增加 图6 28中给出了不同 fT时的误比特率曲线 可以看出 当 fT 0 025 即频率偏差为码元速率的2 5 时 在一个码元期间内将产生9 的相位差 在误比特率为10 5时 该相位差将会引起1dB左右的性能恶化 图6 28 DQPSK系统的误比特率曲线 OQPSK也称为偏移四相相移键控 offset QPSK 是QPSK的改进型 它与QPSK有同样的相位关系 也是把输入码流分成两路 然后进行正交调制 不同点在于它将同相和正交两支路的码流在时间上错开了半个码元周期 由于两支路码元半周期的偏移 每次只有一路可能发生极性翻转 不会发生两支路码元极性同时翻转的现象 因此 OQPSK信号相位只能跳变0 90 不会出现180 的相位跳变 OQPSK信号可采用正交相干解调方式解调 它与QPSK信号的解调原理基本相同 其差别仅在于对Q支路信号抽样判决时间比I支路延迟了Tb 2 这是因为在调制时Q支路信号在时间上偏移了Tb 2 所以抽样判决时刻也应偏移Tb 2 以保证对两支路交错抽样 OQPSK克服了QPSK的l80 的相位跳变 信号通过BPF后包络起伏小 性能得到了改善 因此受到了广泛重视 但是 当码元转换时 相位变化不连续 存在90 的相位跳变 因而高频滚降慢 频带仍然较宽