资源描述
1 电子线路（非线性部分） 1-2 一功率管，它的最大输出功率是否仅受其极限参数限制？为什么？ 解：否。还受功率管工作状态的影响，在极限参数中， PCM 还受功率管所处环境温度、散热条件 等影响。 第二章 2-1 为什么谐振功率放大器能工作于丙类，而电阻性负载功率放大器不能工作于丙类？ 解：因为谐振功放的输出负载为并联谐振回路，该回路具有选频特性，可从输出的余弦脉冲电 流中选出基波分量，并在并联谐振回路上形成不失真的基波余弦电压，而电阻性输出负载不具备上 述功能。 2-2 放大器工作于丙类比工作于甲、乙类有何优点？为什么？丙类工作的放大器适宜于放大哪 些信号？ 解： (1)丙类工作，管子导通时间短，瞬时功耗小，效率高。 (2) 丙类工作的放大器输出负载为并联谐振回路，具有选频滤波特性，保证了输出信号的不失 真。 为此，丙类放大器只适宜于放大载波信号和高频窄带信号。 2-4 试证如图所示丁类谐振功率放大器的输出功率 2 )sa t(CECCL2o )2( 2 VVRP ，集电极效率 CC )sat(CECCC 2V VV 。已知 VCC = 18 V， VCE(sat) = 0.5 V， RL = 50 ，试求放大器的 PD、 Po和 C值。 解： (1) vA为方波，按傅里叶级数展开，其中基波分量电压振幅 。)2(2 )sat(CECCcm VVV 通过每管 的电流为半个余弦波，余弦波幅度 ，)2( 2 )s a t(CECCLLcmcm VVRRVI 其中平均分量电流平均值 cmC0 1II 所以 2 )s a t(CECCL2cmcmo )2( 221 VVRIVP )2( 2 )s a t(CECCCCL2C0CCD VVVRIVP 2 CC )s a t(CECCDoC 2/ V VVPP (2) W24.1)2( 2 )s a t(CECCCCL2D VVVRP W17.1)2( 2 2)sa t(CECCL2o VVRP %36.94/ DoC PP 2-5 谐振功率放大器原理电路和功率管输出特性曲线如图所示，已知 VCC = 12 V， VBB = 0.5 V， Vcm = 11 V， Vbm = 0.24 V。试在特性曲线上画出动态线。若由集电极电流 iC求得 IC0 = 32 mA， IcIm = 54 mA，试求 PD、 Po、 C及所需的 Re。 解： (1) V)cos24.05.0(cos V)cos1112(cosbmBBBE cmCCCE ttVVv ttVVv 取 t 0， 30120，结果如下表 t 0 30 45 60 75 90 120 vBE/V 0.74 0.71 0.67 0.62 0.56 0.5 0.38 vCE/V 1 2.47 4.22 6.5 9.15 12 17.5 (2) mW3 84C0CCD IVP mW29721 cmcmo IVP %34.77/ DoC PP 3 Re = Vcm/Ic1m = 204 2-8 谐振功率放大器工作在欠压区，要求输出功率 Po = 5 W。己知 VCC = 24 V， VBB VBE(on)， Re = 53 ，设集电极电流为余弦脉冲，即 iC = 00 0cos bbC m ax vvti 试求电源供给功率 PD、集电极效率 C。 解：因为 VBB = VBE(on)，放大器工作在甲乙类，近似作乙类， mA4 3 4221 e oc 1 me2cmo RPIRIP 因为 ， Cm ax2 2 CC0 1d21 itiI ， C m a x2 2 Cc 1 m 2 1dcos1 ittiI 所以 mA3.2 7 62 c1 mC0 II 则 ，W63.6C0CCD IVP %42.75/ DoC PP 4 2-12 设两个谐振功率放大器具有相同的回路元件参数，它们的输出功率 Po分别为 1 W和 0.6 W。现若增大两放大器的 VCC，发现其中 Po = 1 W放大器的输出功率增加不明显，而 Po = 0.6 W放大 器的输出功率增加明显，试分析其原因。若要增大 Po = 1 W放大器的输出功率，试问还应同时采取 什么措施（不考虑功率管的安全工作问题）？ 解： Po = 1 W的放大器处于临界或欠压状态，增大 VCC时，放大器更趋于欠压状态， Ic1m略有增 大。因此 Po Po VCC Re 或 VBB） Po = 0.6 W的放大器处于过压状态， VCC增大，发大器趋于临界， Ic1m迅速增大，所以 Po 迅速增 大。 5 第三章 3-1 若反馈振荡器满足起振和平衡条件，则必然满足稳定条件，这种说法是否正确？为什么？ 解：否。因为满足起振与平衡条件后，振荡由小到大并达到平衡。但当外界因素 (T、 VCC)变化 时，平衡条件受到破坏，若不满足稳定条件，振荡器不能回到平衡状态，导致停振。 3-2 一反馈振荡器，欲减小因温度变化而使平衡条件受到破坏，从而引起振荡振幅和振荡频率 的变化，应增大 i osc)(VT 和 )(T ，为什么？试描述如何通过自身调节建立新平衡状态的过程（振 幅和相位）。 解：由振荡稳定条件知： 振幅稳定条件： 0)( iAi osc VV T 6 相位稳定条件： 0)( osc T 若满足振幅稳定条件，当外界温度变化引起 Vi 增大时， T(osc)减小， Vi 增大减缓，最终回到新 的平衡点。若在新平衡点上负斜率越大，则到达新平衡点所需 Vi的变化就越小，振荡振幅就越稳 定。 若满足相位稳定条件，外界因素变化 osc T() 最终回到新平衡点。这时，若负斜率越大，则到达新平衡点所需 osc的变化就越小，振荡频率就越稳 定。 3-3 并联谐振回路和串联谐振回路在什么激励下（电压激励还是电流激励）才能产生负斜率的 相频特性？ 解：并联谐振回路在电流激励下，回路端电压 V 的频率特性才会产生负斜率的相频特性，如图 (a)所示。串联谐振回路在电压激励下，回路电流 I 的频率特性才会产生负斜率的相频特性，如图 (b)所示。 3-5 试判断下图所示交流通路中，哪些可能产生振荡，哪些不能产生振荡。若能产生振荡，则 说明属于哪种振荡电路。 解： (a) (b) osc 阻止 osc 增大， 7 (c) (d) L2C2回路呈感性， osc 1，组成电感三点式振荡 电路。 (e) Cbe，组成电容三点式振荡电路。 (f) L1C1回路呈容性， osc 1， L2C2回路呈感性， osc 2，组成电容三点式振 荡电路。 3-6 试画出下图所示各振荡器的交流通路，并判断哪些电路可能产生振荡，哪些电路不能产生 振荡。图中， CB、 CC、 CE、 CD为交流旁路电容或隔直流电容， LC为高频扼流圈，偏置电阻 RB1、 RB2、 RG 不计。 解：画出的交流通路如图所示。 (a)不振，不满足三点式振荡电路组成法则。 (b) 8 (c) (d) Cbe为回路电容之一。 (e) (f) 3-7 如图所示电路为三回路振荡器的交流通路，图中 f01、 f02、 f03分别为三回路的谐振频率，试 写出它们之间能满足相位平衡条件的两种关系式，并画出振荡器电路（发射极交流接地）。 解： (1) L2C2、 L1C1若呈感性， fosc f03，所以 f03 f01、 f02。 3-8 试改正如图所示振荡电路中的错误，并指出电路类型。图中 CB、 CD、 CE均为旁路电容或隔 直流电容， LC、 LE、 LS均为高频扼流圈。 解：改正后电路如图所示。 9 图 (a)中 L改为 C1， C1改为 L1，构成电容三点式振荡电路。 图 (b)中反馈线中串接隔值电容 CC，隔断电源电压 VCC。 图 (c)中去掉 CE，消除 CE对回路影响，加 CB和 CC以保证基极交流接地并隔断电源电压 VCC； L2改 为 C1构成电容三点式振荡电路。 3-9 试运用反馈振荡原理，分析如图所示各交流通路能否振荡。 解：图 (a)满足正反馈条件， LC并联回路保证了相频特性负斜率，因而满足相位平衡条件。 图 (b)不满足正反馈条件，因为反馈电压 fV 比 i1V 滞后一个小于 90的相位，不满足相位平衡条 件。 图 (c)负反馈，不满足正反馈条件，不振。 3-13 在下图所示的电容三点式振荡电路中，已知 L = 0.5 H， Cl = 51 pF， C2 = 3300 pF， C3 =（ 12 250） pF， RL = 5 k， gm = 30 mS， Cbe = 20 pF， 足够大。 Q0 = 80，试求能够起振的频率 范围，图中 CB、 CC对交流呈短路， LE为高频扼流圈。 解：在 LE处拆环，得混合型等效电路如图所示。 10 由振幅起振条件知， iLm 1 nggng (1) 式中 0 1 5.0 21 1 CC Cn ，其中 mS301pF3320 m eeb22 grCCC ， 。 代入 (1)，得 mS443.0L g 由 eoLL 11 RRg ，得 k115.4eo R 则能满足起振条件的振荡频率为 r a d / s109.1 0 2 6 o eo LQR 。 由图示电路知， 21 213 CC CCCC 。 当 C3 = 12pF时， C = 62.23 pF， r a d / s102.1791 6o m a x LC 当 C3 = 250pF时， C = 300 pF。 可见该振荡器的振荡角频率范围 min max = (102.9 179.2) 106 rad/s， 即振荡频率范围 fmin fmax = 16.38 28.52 MHz。 3-15 一 LC振荡器，若外界因素同时引起 0、 f、 Qe变化，设 oo ， ff ， eQ 分别大于 Qe 或小于 Qe，试用相频特性分析振荡器频率的变化。 解：振荡回路相频特性如图，可见： (1)当 oo 时， oscosc ，且 oosc ； (2)当 ff 时，设为 osc ， oscosc ； (3)当 Qe增加时，相频特性趋于陡峭， f不变， osc f变化， Qe osc ， Qe osc。 3-16 如图所示为克拉泼振荡电路，已知 L = 2 H， C1=1000 pF， C2 = 4000 pF， C3 = 70 pF， Q0 = 100， RL = 15 k， Cbe = 10 pF， RE = 500 ，试估算振荡角频率 osc值，并求满足起振条件时的 IEQmin 很大。 11 解：振荡器的交流等效电路如图所 示。由于 C1 C3， C2 C3，因而振荡角频率近似为 r a d / s1052.841 63o s c LC 已知 Re0 = oscLQ0 =16.9 k pF4010k 95.7/ eb22e0LL CCCRRR ， 求得 pF4.800 21 212,1 CC CCC ，08.02,13 32 CC Cn 88.50L22L RnR 又 mTEQTEQEeEi21 1 1112.0 gVIVIRrRgCC Cn ， 根据振幅起振条件， ， iLm 1 nggng 即 ， )1( LTEQ nn gVI 求得 IEQ 3.21mA 12 3-18 试指出如图所示各振荡器电路的错误，并改正，画出正确的振荡器交流通路，指出晶体的 作用。图中 CB、 CC、 CE、 CS均为交流旁路电容或隔直流电容。 解：改正后的交流通路如图所示。 图 (a)L用 C3取代，为并联型晶体振荡器，晶体呈电感。 图 (b)晶体改接到发射极，为串联型晶体振荡器，晶体呈短路元件。 13 3-22 试判断如图所示各 RC振荡电路中，哪些可能振荡，哪些不能振荡，并改正错误。图中， CB、 CC、 CE、 CS对交流呈短路。 解：改正后的图如图所示。 14 (a)为同相放大器， RC移相网络产生 180相移，不满足相位平衡条件，因此不振。改正：将反 馈线自发射极改接到基极上。 (b)中电路是反相放大器， RC移相网络产生 180相移，满足相位平衡条件，可以振荡。 (c)中放大环节为同相 放大器， RC移相网络产生 180相移，不满足相位平衡条件，因此不振。 改正：移相网络从 T2集电极改接到 T1集电极上。 (d)中放大环节为反相放大器，因为反馈环节为 RC 串并联电路，相移为 0，所以放大环节应为 同相放大。改正：将 T1改接成共源放大器。 3-23 图（ a）所示为采用灯泡稳幅器的文氏电桥振荡器，图（ b）为采用晶体二极管稳幅的文 氏电桥振荡器，试指出集成运算放大器输入端的极性，并将它们改画成电桥形式的电路，指出如何 实现稳幅。 解：电桥形式电路如图所示。 (a)中灯泡是非线性器件，具有正温度系数。起振时，灯泡凉，阻值小 (Rt)，放大器增益大，便 于起振。随着振荡振幅增大，温度升高， Rt增加，放大器增益相应减小，最后达到平衡。 (b)中 D1、 D2是非线性器件，其正向导通电阻阻值随信号增大而减小。起振时， D1、 D2截止， 负 反馈最弱，随着振荡加强，二极管正向电阻减小，负反馈增大，使振幅达到平衡。 15 4-1 如图是用频率为 1 000 kHz 的载波信号同时传输两路信号的频谱图。试写出它的电压表达 式，并画出相应的实现方框图。计算在单位负载上的平均功率 Pav和频谱宽度 BWAM。 解： (1)为二次调制的普通调幅波。 第一次调制：调制信号： F = 3 kHz 载频： f1 = 10 kHz， f2 = 30 kHz 第二次调制：两路已调信号叠加调制到主载频 fc = 1000 kHz上。 令 = 2 3 103 rad/s 1 = 2 104 rad/s 2= 2 3 104 rad/s c= 2 106 rad/s 第一次调制： v1(t) = 4(1 + 0.5cost)cos1t v2(t) = 2(1 + 0.4cost)cos2t 第二次调制： vO(t) = 5 cosct + 4(1 + 0.5cost)cos1t + 2(1 + 0.4cost)cos2t cosct = 51+0.8(1 + 0.5cost)cos1t + 0.4(1 + 0.4cost)cos2t cosct (2) (3) 1 10 kHz的振幅调制波平均功率 Vm01 = 2V， Ma1 = 0.5 W5.4)211(2W221 21a01a v 12 01m01 MPPVP ； 2 f2 = 30 kHz Vm02 = 1V， Ma2 = 0.4 W08.1)211(2W5.021 2 2a02a v 22 02m02 MPPVP ； 3 fc = 1000 kHz 16 Vm0 = 5V W5.1221 20m0 VP 总平均功率 Pav = P0 + Pav1 + Pav2 = 18.08 W 4 BWAM 由频谱图可知 Fmax = 33 kHz 得 BWAM = 2F = 2(1033 1000) = 66 kHz 17 4-3 试画出下列三种已调信号的波形和频谱图。已知 c (1) v(t) = 5costcosct(V)； (2) v(t) = 5cos(c+) t； (3) v(t) = (5 + 3cost) cosct。 解： (1) (a)； (2) (b)； (3) (c)。 4-6 何谓过调幅？为何双边带调制信号和单边带调制信号均不会产生过调幅？ 答：调制信号振幅大于载波信号振幅的情况称为过调幅。因为双边带和单边带调制信号已经将 载波信号抑制，故均不会产生过调幅。 4-8 一非线性器件的伏安特性为 18 00 0D vvvgi 式中 v = VQ十 v1 v2 = VQ V1mcos1t V2mcos2t。若 V2m很小，满足线性时变条件，则在 VQ V1m/2、 0、 V1m三种情况下，画出 g(v1)波形，并求出时变增量电导 g(v1)的表示式，分析该器件在 什么条件下能实现振幅调制、解调和混频等频谱搬移功能。 解：根据伏安特性画出增量电导随 v的变化特性 g(v)如图所示。 (1) 1mQ 21VV 时，画出 g(t) 波形如图所示。 图中通角由 ， 212 1 cos m m V V 求得 3 D3 3 D0 3 1d21 gtgg )3s i n (2dcos1 D3 3 Dn nngttngg 19 tnnnggtg n 11DD c o s)3s i n (1231)( (2) VQ = 0时，画出 g(v) )12(c o s)12( 2)1(21 )c o s 33 2c o s221()()( 1 1 1 D 11D11D tnng ttgtKgtg n n (3) VQ = V1m， g(t) = gD，如图所示。 可见， (1)、 (2)中 g(t) (3)中 g(t)仅有直流分量， 故无法实现频谱搬移功能。 为实现消除一些有害无用的组合频率分量，使输出有用信号的质量提高，在实现频谱搬移功能 时，应遵循有用信号较弱，参考信号较强的原则。 调制时： v1 = Vcmcosct(载波 )， v2 = Vmcost(调制信号 ) 解调时： v1 = Vcmcosct(参考信号 )， v2 = Vsm(1 + Macost)cosct(调幅信号 ) 混频时： v1 = VLmcosLt(本振信号 )， v2 = Vsm(1 + Macost)cosct(调幅信号 ) 4-9 在如图所示的差分对管调制电路中，已知 vc(t) = 360cos10 106t（ mV）， v (t) = 5cos2 103t（ mV）， VCC = VEE = 10 V， REE =15 k 很大， VBE(on)可忽略。试用 开关函数求 iC =（ iC1 iC2）值。 解：由教材 (4-2-14)可知 iC = iC1 iC2 = ) 2(th Tc0 Vvi 令 ， T CMc VVx i0 = I0 + i(t) 其中 m A )(102c o s (10 31)()(mA31V5 33EEEEEE0 tR tvtiRVI ， m A ) (102c o s (10131 330 ti 又 1085.13 mV26 mV3 6 0Tcmc VVx 则 ttttKtx cccc2cc 5cos5 43cos3 4cos4)()cos2(th 所以 )mA()1050c o s (0 8 4.0)1030c o s (14.0)1010c o s (42.0) 102c o s (101 )()102c o s (10131)c o s2(th 66633 c233cc0C tttt tKttxii 4-11一双差分对平衡调制器如图所示，其单端输出电流 20 kTqvRvIkTqviiIi 2th22th22 1E201650I 试分析为实现下列功能（不失真），两输人端各自应加什么信号电压？输出端电流包含哪些频率分 量，输出滤波器的要求是什么？ （ 1）混频（取 I L C）；（ 2）双边带调制；（ 3）双边带调制波解调。 解： (1) v1(t) = vL(t) =VLmcosLt， v2(t) = vS(t) = Vsmcosct，当 VLm 260 mV， Vsm 2F的带通滤波器。 (3) v1(t) = vr(t) = Vrmcosct， v2(t) = vS(t) = Vm0cost cosct。开 关工作时，产生的组合频率分量有 ， 2c ， 4c ， ， 2nc 。输出采用低通滤波器， BW0.7 2F。 21 4-16 采用双平衡混频组件作为振幅调制器，如图所示。图中 vc(t) = Vcmcosct， v(t) = Vmcost。各二极管正向导通电阻为 RD，且工作在受 vC(t)控制的开关状态。设 RLRD，试求输出电 压 vO(t)表达式。 解：作混频器，且 vC v，各二极管均工作在受 vC控制的开关状态。 vC 0， D1、 D2导通， D3、 D4截止 vC 0时，等效电路， iI = i1 i2 回路方程为： 0 0)( CD2LI L21D1C vRiRiv RiiRivv 1 2 2( i1 i2)RL + 2 v + ( i1 i2)RD = 0 DL21I 2 2 RR viii 考虑 vC作为开关函数 K1(ct) 所以 )( 2 )(2 c1DLI tKRR tvi (2) vC RD )()()()( 2 2)( c2c2DL LO tKtvtKtvRR Rtv 4-23 晶体三极管混频器的输出中频频率为 fI = 200 kHz，本振频率为 fL = 500 kHz，输人信号 频率为 fc = 300 kHz。晶体三极管的静态转移特性在静态偏置电压上的幂级数展开式为 iC = I0 avbe 2bebv 3becv 。设还有一干扰信号 vM VMmcos（ 2 3.5 105t），作用于混频器的输人端。试问： （ 1）干扰信号 vM通过什么寄生通道变成混频器输出端的中频电压？（ 2）若转移特性为 ic I0 avbe 2bebv 3becv + 4bedv ，求其中交叉调制失真的振幅。（ 3）若改用场效应管，器件工作在平方律特性的范 围内，试分析干扰信号的影响。 22 解： (1) fM = 350 kHz， fc = 300 kHz，由 IMc 1 fppfpqf 得知， p = 1， q = 2时， 2fM 2f2 = 300 kHz，表明频率为 fM的干扰信号可在混频器输出，它由静态转移特性三次方项中 2ML3 vcv 项 产生。 (2) 静态特性四次方项 4MLS4be )( vvvddv 中产生 2M2LS )(6 vvvd 分量，而 )2cos1(21)2(6)(6 M2Mm2LLS2S2M2LS tVvvvvdvvvd 中分量 2MmLS6 Vvv I 分量，其幅值为 2MmLmsm3 VVdV ，包含了干扰信号包络变化造成的交叉失真。 (3)由于干扰频率只能通过器件特性的三次方以上项才能产生中频频率，所以工作在平方律特性 曲线内，无干扰信号的影响。 4-24 混频器中晶体三极管在静态工作点上展开的转移特性由下列幂级数表示： iC = I0 avbe 2bebv 3becv + 4bedv 。已知混频器的本振频率为 fL = 23 MHz，中频频率 fI = fL fc = 3 MHz。若在混 频器输人端同时作用 fM1 = 19.6 MHz 和 fM2 19.2 MHz 的干扰信号。试问在混频器输出端是否会有中 频信号输出？它是通过转移特性的几次项产生的？ 解：组合频率分量通式 M2M1cLsr,q,p, sfrfqfpff 中，当 p = 1， q = 0， r = 2， s = 1时， ，M H z3)2( M2M1Lsr,q,p, ffff 产生中频信号输出。可见它是由转移特性四次方项 4M2M1L4be )(4 vvvv 中 M22M1L12 vvv 分量产生的，被称为互调失真，其振幅为 Mm22Mm1mL21 VVdV 。 4-27 如图所示为发送两路语言信号的单边带发射机，试画出（ A F）各点的频谱图，图中，频 率合成器提供各载波频率信号。 解： AF各点频谱图如图所示。 4-30 包络检波电路如图所示，二极管正向电阻 RD = 100 ， F =（ 100 5000） Hz。图（ a）中， Mamax = 0.8；图（ b）中 Ma = 0.3。试求图（ a）中电路不产生负峰切割失真和惰性失真的 C和 Ri2值。 图（ b）中当可变电阻 R2的接触点在中心位置时，是否会产生负峰切割失真？ 解： (1) (a)中，已知 RL = RL1 + RL2 = 5 k， max = 2 5000 rad/s， Mamax = 0.8，根据不 产生惰性失真条件，得 pF4 7 7 51 m a xam a xL 2 m a xa MR MC (2) 23 ZL() MaZL(0) = MamaxRL = 4 k 因为 ZL() = RL1 + RL2 / Ri2， Mamax = 0.8 k 12 5/41/)0( )( 2i2i2L1L 2i2L1LLL RRRR RRRZ Z ， (3) RL在中间位置时 5.1 2 1 1/2)( i21L RRRZ ， 28602)0( 21L RRZ 所以 3.042.0 )0( )(LL Z Z 故不产生负峰切割失真。 第五章 5-1 一已调波 v(t) = Vmcos(c + A1t)t，试求它的 (t)、 (t)的表示式。如果它是调频波或调相波，试问，它 们相应的调制电压各为什么？ 解： (t) = A1t2， (t) = 。tAt t 12d )(d 若为调频波，则由于瞬时频率变化 (t)与调制信号成正比，即 (t) = kfv(t) = 2A1t， 所以调制电压 tA ktv 1f 21)( 若为调相波，则由于瞬时相位变化 (t)与调制信号成正比，即 (t) = kpv(t) = A1t2，所以调制电压 2 1p1)( tAktv 5-2 已知载波信号 vC(t) = Vcmcosct，调制信号为周期性方波和三角波，分别如图（ a）和（ b）所示。试画出 下列波形：（ 1）调幅波，调频波；（ 2）调频波和调相波的瞬时角频率偏移 (t)。瞬时相位偏移 (t)（坐标对 齐）。 解： (1)对应两种调制信号画出调幅波和调频波的波形分别如图 (a)、 (b)所示。 (2)对应两种调制信号调频波 FM 和调相波 PM 的 (t)和 (t)分别如图 (a)、 (b)所示。 24 25 26
展开阅读全文