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2 4 0 W谐振式电动轮椅充电器图7-68是240W皆振式电动轮椅充电器，该充电器具有重量轻、充电时间短、充 电效率高与放电时间长等优点，其主要技术参数如下：(1)输入电压：90264V AC;输入频率：4763Hz(3)输出电压：24V;(4)输出电流：10A;(5)充电特性：包压、恒流；(6)转换效率：之86%(7)保护功能：过电压、过电流、过热、短路保护。电路由输入保护电路、EMI抑制电路、输入整流滤波电路、功率因数校正电 路、直流转换电路、输出整流滤波电路、输出反馈取样电路及过电压、过电流、 过热保护电路组成。这些电路的工作原理及特点在前面的电路中已详细讨论过。 这里不再重盗。下面就充电器电路中采用的几种集成电路讲行简单介绍。图7-68 240W谐振式电动轮椅充电器电路(二) 图7-68 240W谐振式电动轮椅充电器电路(一)7.15.1 NCP1653的特性及功能简介1 . NCP1653勺特性NCP1653是一款设计成连续导通型(CCM的功率因数校正用的升压电路， 它可以工作在跟踪升压或固定输出电压两种模式，工作频率固定于100kHZ,有效地减少了升压电感的体积，减小了功率MOS的电流容量，从而降低了成本。NCP1653t DIP-8及SO-8两种封装，且外围元件数量很少，及大地简化了 CCM 型的PFC的操作，它还集成了高可靠的保护功能， 因此NCP165免一款坚固、耐 用又小巧灵活的PFCB动器。2 .NCP1653各弓I脚输出端及功能(1) FB/SD反馈及关断。该端接受反馈电流I FB ,它正比于FPC电路的输出 电压，这个电流大小用于调节输出电压、输出过电压保护及输出欠电压保护。(2) U 一控制电压软启动。该端电压直接控制输入阻抗，即电路的功率 countrol7因数，外接一个电容以限制该引出脚带宽，典型为 20Hz以下，以便实现单位功 率因数。在II 一 =0时，器件无输出，因此该引脚也用做软启动。 countrol(3) In输入电压控制。该端流入一个由输入电压给出的电流.，它正比vac于输入电压的均方根值，电流1Vac还用于功率限制，OPL PFC的占空比调制。 vac2当乘积Is，vac达到3(nA)以上时，OPL激活，并占空比减少，用降低U countrol 的方式减小输入功率。(4) CS输入功率检测。该端给出一个电流|S,它正比于电感电流|L,检 测电流1s用于过电流保护(OPL,过功率限制及占空比调制，当| S达到200mA 以上时，OPUI3开始工作并禁止输出。(5) VM乘法器电压。该端提供一个电压 U M用于PFC的占空比调制，PFC 输入电路的输入阻抗正比于外接此端的电阻 rm ,器件工作在平均电流型时要在 此处外接一个电容Cm ,否则电路将工作在峰值电流型模式。 M(6) GN必共端。(7) drv驱动输出。给出调制脉冲，驱动外接的功率MOSFET。(8) UCC电源电压。它给器件提供工作电压，工作范围为 8.7518V, UVLO 阈值电压为13.75V。3.1.3. 功能描述NCP1653是一款设计成固定频率、连续电流型工作的功率因数校正升压 控制器，它可以工作在峰值电流型和平均电流型。固定工作频率容易解决EMI问题，并限制辐射的噪声，减少对周边系统 的噪声，减少对周边系统的污染。 CCMJ式工作减小了 di/dt ,从而降低干扰。 NCP1653俞出级2&出1.5A驱动能力，从而可驱动大功率 MOSFET适于大功率 输出应用。NCP1653可以做恒定电压输出，也可以做跟随式电压输出，跟随型可有 效的减少PFC电路电感的体积，降低对功率MOS勺要求。用这种技术，输出电压 不必设定在不变的电平，可根据输入电压和负载决定，允许较低的输出电压，可 降低电感及MOS勺成本。3.1.4. NCP1653提供下述保护特色过压保护(OVP、欠压保护(UVP、过功率保护(OPL、过流保护(OCP、 热关闭(TSD。7.15.2L6598的功能简介1 .器件描述L6598是一款用BCD兑线技术制造的集成电路，它能驱动功率MOSE IGBT,在半 桥拓扑中，L6598用其全部特性(如VCO软启动、运放)提供需求，来执行谐 振式SMPS勺控制特性。仅用很少的外部元器件，甚至通过元器件可以接到高压 (直到600V),它也可以工作在低压状态下。2 .器件引脚1脚（CSS）：软启动定时电容。提供软启动特性，电容Css软启动时间根据关系式Tss = KsSMCss（tPyM KSS=0.15s/NF ）。在稳定状态，1脚电压是5V,在Tss间隙时间内，电流Iss （为If启动的函数）给电容充电，另外，Tss设置 SSSSFSS在KssTss，它只取决于 Css的值。 SSSS /Ss ss2脚（RfataC：最大振荡频率设置。将一个电阻接于该脚和地之间，以设置Tatalt起始频率值，并固定于f m.n之差。（f幅代 T min）在该脚上的电压固定为U REF =2V。所以，Rfata代调整| fsta代=， Rfata宜建议不小于25k?。Rfsta1t3脚（Cf）：振荡器频率设置。电容Cf与Rfata代和Rfmin 一起设置f sta代和f 0正常工作时，该脚呈三角波。 min4脚（Rf min）：最低振荡频率设置。将电阻连接在该端接地。以设置f 值。 Rfminmin该端电压固定为U REF=2V。所以，Rfmin设置的fmin电流等于U REf/ Rf min。为精确设置频率，Rf min值建议不小于25k?。5脚（OPu：运算放大器的输出端，1M增益带宽乘积，这种运放是一种可 以满足任何需要的无特征放大器。为完成一个反馈控制环路，该脚凭借特有的电 路可以接到Remind端子。6脚（OPoN 1 ：运算放大器的反相输入端。7脚（OPON +）：运算放大器的同相输入端。8脚（EN1：该端强迫器件处于锁闭状态（与欠压状态相同）。高电压有效， 典型的阈值电平是0.6V,这里有两种方法可以重新开始运行。一是降低电源电 压到锁定阈值之下，然后再升高电压到正确的供应值；二是激活EN2输入，EN是为了大故障设计的，如短路或开路。9脚（EN2：输入在1.2V开始激活，当激活时，强制一个软启动的程序。 EN2电平普遍在EN1之上，它可以取消EN1的锁定。10脚（GND：接地端。11脚（LVG :低边驱动输出。该端连接到半桥电路低边功率 MOSFET栅极。 将一个电阻接在该端和功率MOS勺栅极之间，用于减少驱动峰值电流。12脚（VS）：电源电压端。该端连接一个电源滤波电容。内部钳制在15.6V 电源电压限制。13脚(N。：空脚不接，该端内部不接，它增加高压电路和低压电路的距离， 增加的距离对绝缘性非常有益。14脚(OUT：高边驱动浮地参考端，该端必须紧密地连接到高边功率MOS的源极。15脚(HVG：高边驱动输出，该端必须连接到半桥高边功率MOS勺栅极，用入一个电阻接在该端和功率 MOS1问，可用于减少驱动峰值电流。16脚(vboot)：提升电压端，升压电容必须连接在该端和 Vs之间，专利 集成电路技术取代了外部高压二极管，这个特点是用高压 DMO院成与低边同步 MOSFE的驱动。3 .内部电路L6598的内部框图如图7-69所示，其简化等效电路及波形如图 7-70、图7-71 所示。该半桥变换器由开关器件 VT1和VT2,谐振电感L1、磁化电感L2及谐 振电容C1、C组成。二极管VD1和VD2是VT1、VT2的寄生体二极管。开关 器件VT1和VT2重复交替地开和关。开启和关断时间相同，各50%占空比。该电路有以下三个状态：(1) L1和C1+C2之间的谐振电路工作，它给负载提供电功率。(2) L1+L2和C1+C2之间的谐振电路工作。它不对负载提供电功率。(3) C01+C02，L1+L2及C1+C2之间的谐振电路工作，C01、C02是V、VT2的寄生电容，它用于实现 MOSFET的ZVS。(4)在VT1中，反向电流流过寄生二极管 VD1 ,VT2此时关断。L1和C1+C2 之间的谐振电流起始值在t0处是-I2,它与L2中电流重合。L2中电流以速率 nUOUT/L2增力口(n=N1/N2, N2=N3)。在t0时刻，C01放电，其上电压变为。， 零电压开关实现了 C2上的电压进一步降低，C2正在放电。t1t2时刻，VT1导通，VT2关断。谐振电流流经VT1 ,与t0t1时刻方向相反。谐振电流正弦式增长，并达 到最大值，然后减小。直到在t2时刻与L2中电流重合。谐振电流与L2中电流 之差流过变压器，一次绕组 N1,将功率送到负载。t2t3时刻，VT1导通，VT2关断。L1中电流I1与I2中电流在t2处重合。此时没有电流流过变压器的二次绕 组，在此模型下，L1+L2与C1+C2谐振。t3t4时刻，VT1在t3时刻关断，VT1与VT2都处在关断状态。储存在VT2寄生电容中的电荷借助L1+L2及C1+C2之间的谐振电流放电，而C01反过来充电。14r5时刻，VT1关断，谐振电流流过 VT2的寄生二极管VD2。在t4时刻C02放电，其值变为0,能实现ZVS导通。15r6时刻，VT1关断，谐振电流流过 VT2的寄生二极管VD2。谐振电流流过VT2,并与14r5时刻相反方向。谐振电流正弦式减小并达到最小值，然后又增加，直到在t6时刻与L2中电流重合。谐振电流和L2中电流之差会流过变压器一次绕组 N1 ,于是功率传至负载。t6t7时刻，VT1关断，VT2导通。L1中电流I2与L2中电流在t6时刻重合，此时无电流流过变压器的二次绕 组，功率供给到负载。t7t8时刻，VT2关断，VT1及VT2处于关断状态。VT2的寄生电容Co2借助L1+L2和C1+C2之间的谐振电流充电。反过来C01放电。这时电流又回到初始状态，周期性地重复下去。这种谐振电路的主要优点是没有开关损耗出现在 MOSFET上。因为它的寄 生二极管携带电流、电压跨过MOSFET时，在MOSFET流过正向电流之前为零。 这里还有关断损耗，但可能被 MOSFET器件上小的吸收回路电容给抹去，其不 要放电。储在任何跨过器件的电容中的能量都会靠对应MOSFET关断的效能返回到直流源中。 最重要的特性(1)高压电(直到600V)输入和降低dv/dt (150V/ns)于整个温度范围内。(2) 250mA (源出)/450mA (漏入)的驱动电流能力。(3)欠压额定。图7-69 L6598内部框图(4)精确的电压控制振荡器和软启动频率转移功能。(5)集成式升压驱动用于电容升压。图7-70 简化等效电路图7.15.3 NCP1027 主要特性及功能1.NCP1027的主要特性NCP1027是个专用芯片，用于自由运行准谐振电流模式反激离线式 变换器，它有如下主要特征及功能。(1)电流模式控制。一次电流逐周期检测对于防止磁芯饱和，以 及严重电源故障引起一次电流过电流有很重要的意义。(2)临界模式准谐振运作。通过检测辅助绕组电压的零点来防止 变换器在任何输入和输出条件下进入电流连续模式。(3)通过合理的延时，开关直接在电压最小值时转换，改善了EMI噪声并提高了效率。（4）动态自供电。在运行过程中，无论输出电压如何变化都能保 证芯片正常工作。当电源过电压时，NCP102将进入锁定模式。当ucc 低于4V时，控制器完全锁定停止工作时，动态供电同样给芯片供电。（5）过电压保护。通过在辅助绕组上取样，当检测到过电压时， NCP1027W进入锁定模式。当UCC低于4V时，控制器完全锁定停止 工作，例如用户拔掉或重新插上插头。外部可以调整过电压保护值。（6）过载保护。通过连续检测反馈回路的特征，一旦电源过载， NCP102僦进入“打嗝”工作模式；过载消失，NCP1027t新工作。2.NCP1027的引脚及功能1脚（DMG：磁芯复位检测与过电压保护。变压器辅助绕组保证工作 在断续模式，该脚电压达到7.2V时，过电压保护电路动作。2脚（FB）:峰值电流设置引脚。该脚直接与光耦相连，通过对峰值 电流的设置来控制输出功率，当反馈电压低于内部跳跃点时将自动关 闭输出脉冲。3脚（CS）:电流取样和跳跃模式设置点。该脚担负一次电流取样和 内部L、E、B比较器信号输入功能，在该脚串入一个电阻能控制跳跃 模式的动作点。4脚（GND： IN内部逻辑地。5脚（DRV：驱动脉冲输出端。驱动外部功率 MOSFE管。6脚（Vcc）： IC电源供应端。该脚需外接一个电解电容，典型值为10吁。7脚（N。：空脚。与HV端隔开一定距离，保证有足够的漏电距离8脚(HM：高压输入端。直接连接到直流母线高压侧，给引脚 vcc旁 路电容提供横流充电电流。本充电器由于采用了上述三种集成电路，使其充分发挥了各自的优点，从而使电路性能达到了最高的提升，开关管工作在ZVS状态，具有高的转换效率与低的电磁干扰辐射。图7-71工作波形1.设计过程转换器方块原理图可以分为几个部分，如图7-69所示，包括输出整流和滤波、变压器和谐振元件、半桥驱动器控制等。目标范围是给出一个200W交流适配器的设计，下面是一些参数和要求。(1)输出电压U 0=24V,最大输出电流控制在I 0 =1.010A。(2)宽范围交流输入电压85264M(3)需要高功率因数，总线电压应该是 360420M基于这些值，我们可以 开始设计输出级滤波器。(4)二次侧的电流关系式(假设为近似正弦波形)。Iopk57 I 0=15.7AIorms=Io2k=11.1A I crms = 12rms 一 I 0 =4.82A2 .输出滤波器和整流需要使用高质量的电解电容，设置极限为 1%输出电压纹波是等效用联电 阻的函数(电容结构可忽略)。这是标准使用的两个电容(1500NF ,有ESR=13的)，电容内部功耗在最大输出功率时为400W电压纹波约在240mV2PcO=I COrms ESR=160mW第二级LC滤波器的布局接入可以有效地限制输出电压纹波，而不需要多个 不合理的高性能电容。在本例中，低价电感就减少了高频率电压纹波，使之达到240mV因为输出电流、电压比率在这种应用中输出整流级口以呈现出更多的功 耗。对于目前的应用，选择中心抽头线路连接，效率显著的改进，这样在二次侧 输出整流器上只有一半功耗。使用这种解决方案，在二次绕组间得到两绕组很好 的耦合，并且使电流波形能很好的对称。 对我们的设计，选才 SB20100c无低压 降功率肖特基二极管，为TO-220AB型封装(Uf=0.85V, Rd =0.0105ohm,I I prm =100V),整流管上的功率耗散可以使用正弦模型来评估。n =10A,二极管PRMU上的峰值电流 1dp =3.14 I0 21dp=15.7A1rms=11.1A。二极管的反向由!值电压大于 U0 2=48U3 .变压器设计LCL谐振结构需要一个谐振电感（Lser）,要将它用在变压器的一侧还需要一个谐振电容（cres），这个电感起着一个重要极点的作用，在能量传输或极负载条 件下，它的值控制着电流峰值。由于一次通道将被用来提供高频交流通道（会有很大的磁密浪涌B）, 一个高质量谐振电感将需要用来限制磁心的功耗。在诸多实际设计中，变压器的杂散电感可以有效地取代任何外部谐振电感 （或减小它的数值）。我们采用这种解决办法， 它可以省去部件并限制磁心功耗。漏感（ ls何）参数设计起来不太容易，通常 它需要一些机械技巧，但不管怎样，还是变压器确定起来得快。漏感值会足够包 定，变化范围也是有限的。与此相关，第一步是选择磁心装置的尺寸，使用截面积（Ap）的规范。我们可以首先接近磁心两面积的乘积。所需要的ap可以用方程 A1和AP2找至上（我们用同一个公式作为标准半桥正向变换器）。Ap=Ae * Aw是窗口面积（Aw与型状相关）与磁心截面积（Ae）的乘积。NMB对所选的谐振元件（电感及电容）及随频率的相应关系已设置好。 起始 选择最小的工作频率，通常满载条件下为 65kHz。、1.5841.7 Pin22 066Api= k7：P x（khxft+kexft）100%。国际正常标准要求用高的功率因 数来完成电源设计。高功率因数的预调整器，在输入整流桥和滤波电容之间插进去，会改善功 率因数到0.99,供给电流能力增加，滤波电容峰值电流及谐波畸变都会减小。再者，PFC有预调整的高压总线，因为 PWM：作在固定的直流总线上，这 会使谐振式工作变得容易控制。NCP1653是一个集成控制器，专用于 PFC级，它采用平均电流控制技术， 并对中功率到高功率很适用。掌握谐振元件的方法是采用正常电压、电流。最小工作频率设在65kHz,该频率可考虑一个好的折衷办法：既保持变压 器的磁化设置的小尺寸，又防止高频问题(如杂散参数开关损耗等)。Uc n -U in (max)2假设正常工作电流J=0.2 J I0 U0n U in(max)2此处R0是特征值阻抗，R0= ( L 2Un x J x M 谐振 7o可按下式计算70= 1 2 .f70=120U。I0谐振电容是Cr7 XZ01Cr - 110 2二 65 103:20nF谐振电感是 |三乙三U0 2 295Hr .Lr 2 二 65 1034、变压器绕组为确定绕组，首先必须固定输入的直流总线电压值。由于在所讨论的设计中 有PFC预调整级的需要，因此让起始固定电压总线范围在 360420M LCL谐振变 换器的谐振可以用变压器的一次电感预定值来实现。第二个谐振电感与期望电感值之比可以用骨架间隙来调整，而且可以再变压器磁心之间加入空气隙来调整(这句减少了磁化电感)，为此我们选择两层骨架 的形式，将一、二次分开。变压器结构如下图所示。绕组设计开始先计算所需的 最小一次圈数。对此，有此处，U in (min) = 360V, B = 0.23T , Ae=135.7cm2o在AP情况，先求出ApiB由下式计算此处，pCv=Pt/2Ve； Pt =1.3 AP137作为替代，在此情况下， A由AP2代替，Bmax固定为 MTD选择一次圈数N =60。圈数比n=U一NpU 0 U Fn=10,占空比 D=0.5,选择 n=12，二次 ns=10。1）圈数比n可以足够高，高于上式，因为有 效应I mag2）二次绕组相应为ns=10+10，这是由于中心抽头式整流。为了限制趋肤效应，（带来固有功耗）Utz的导线解决方案被采用。1） 20M0.1mm导线放于一次侧（0.15mmw2）。2） 60M0.1mm导线放于二次侧（0.47mm父2）。由于一、二次绕组设定，我们需要固定变压器电感。下式可以计算并得出在 磁心参数及气隙长度条件不变下的一次电感量。 它是磁心参数及一次圈数及气隙 的函数。式中：U0=4M3.14M10，为空气的磁导率；ur为相对磁导率；|e为磁路长 度，cm Ae为磁心有效面积，cm； Lgap为气隙长度，mm计算一次电感为mH本文中L=0.85 mH 。考虑漏感，在标准正向应用的变压器中不是很精确的。（主2要因机械位置）近似值可以用下面公式得出I J3 ! Np leakbw为 270RH。式中：|w=5.6cm； bw = 0.5cm；1.55cm。场效应管场效应晶体管（Field Effect Transistor 缩写（FET）简称场效应管.由多 数载流子参与导电，也称为单极型晶体管.它属于电压控制型半导体器件。（1）场效应管的特点具有输入电阻高（100MQ1000瓶）、噪声小、功耗低、动态范围大、易于 集成、没有二次击穿现象、安全工作区域宽、热稳定性好等优点 ，现已成为双极 型晶体管和功率晶体管的强大竞争者。（2）场效应管的作用场效应管可应用于放大。由于场效应管放大器的输入阻抗很高，因此耦合电容量 较小，不必使用电解电容器。场效应管可以用作电子开关。场效应管很高的输入 阻抗非常适合作阻抗变换。常用于多级放大器的输入级作阻抗变换。场效应管可 以用作可变电阻.场效应管可以方便地用作恒流源。（3）场效应管的分类场效应管分结型、绝缘栅型（MOS网大类；按沟道材料：结型和绝缘栅型各分 N沟道和P沟道两种；按导电方式：耗尽型与增强型，结型场效应管均为耗尽型，绝缘栅型场效应管既 有耗尽型的，也有增强型的。LM358LM35呐部包括有两个独立的、高增益、内部频率补偿的双运算放大器，适 合于电源电压范围很宽的单电源使用， 也适用于双电源工作模式，在推荐的工作 条件下，电源电流与电源电压无关。它的使用范围包括传感放大器、 直流增益模 组,音频放大器、工业控制、DC增益部件和其他所有可用单电源供电的使用运算 放大器的场合。LM3581性* 内部频率补偿。* 直流电压增益高（约100dB）。* 单位增益频带宽（约1MHz）。* 电源电压范围宽：单电源（3-30V）;双电源（1.5 一 15V）。* 低功耗电流，适合于电池供电。* 低输入偏流。* 低输入失调电压和失调电流。* 共模输入电压范围宽，包括接地。* 差模输入电压范围宽，等于电源电压范围。* 输出电压摆幅大（0至Vcc-1.5V）。LM358fc要参数输入偏置电流45 nA输入失调电流50 nA输入失调电压2.9mV输入共模电压最大值VCC1.5 V共模抑制比80dB电源抑制比100dB在毕业设计期间，我学到了很多的东西和认识了自身的不足。在后期紧张中 高效率的完成了论文的初稿和修改。在论文写作以及电路设计的过程中，感觉会 的东西太少不会的东西太多，有时觉得能完成真的很不容易，还好，最后完成了 我的我的毕业设计。开始是在老师的指导下完成相应的任务，找相应的资料学习，研究设计。不 懂的在网上多搜索些资料多看，通过网络、图书馆搜集相关学术论文、核心期刊、 书籍等。在设计课题过程中我查阅了大量的资料和进行理论知识的复习，查找和毕业设计课题有关的内容，设计系统的设计方案。不会的也会找同学来帮助，帮 助我设计和理解原理图。接下来，开始对所搜集的资料进行整理，在老师规定的 日期内完成了初稿，让指导老师提出不足之处。然后我再加以修改。论文的格式 和要求我严格按照学校网站上给出的要求来做，通过不断的修改和学习，有些原 来不会的很实用的东西很容易就学会了，比如论文目录自动生成，protel软件画图及如何复制到word文档中，还有老师教的复制图之前先插入一个文本框等 等都是很实用的东西。在整个毕业论文设计的过程中我学到了做任何事情所要有的态度和心态，对于出现的任何问题和偏差都不要轻视，要通过正确的途径去解决，在做事情的过程中 要有耐心和毅力，不会可以，但是不能停止去做去思考，只要花时间，有所收获 是必须只，要坚持下去就可以找到思路去解决问题的。 在工作中要学会与人合作 的态度，认真听取别人的意见，这样做起事情来就可以事倍功半。总体说来，经过此次设计，使我学会了怎样根据要求去设计电路和调试电路的方法。锻炼了自己的细心和设计思路， 动手能力得到很大的提高。论文的设计 和实验成功的展现在我们面前，对自己而言有种收获的感觉，心里很有成功感！ 这次的设计对以后的工作学习都有很大的帮助。致谢在论文完成之际，我首先向关心帮助和指导我的指导老师张金美老师表示衷心的感谢并致以崇高的敬意！在论文工作中，遇到了许多麻烦。比如说电路图工作原理不明确；撰写论文时条理不清晰及论文格式不正确等，这些都是在张老师的亲切关怀和悉心指导下 一一解决的，从中使我获益匪浅。张老师以其渊博的学识、严谨的治学态度、求 实的工作作风和他敏捷的思维给我留下了深刻的印象， 我将终生难忘。再一次向 她表示衷心的感谢，感谢她为学生营造的浓郁学术氛围，以及学习、生活上的无 私帮助!值此论文完成之际，谨向张老师及其他曾关心、教导过我的老师致以最 崇高的谢意!在学校的学习生活即将结束，回顾两年多来的学习经历，面对现在的收获， 我感到无限欣慰。为此，我向热心帮助过我的所有老师和同学表示由衷的感谢 !特别感谢我的同事郭磊和张元松实习期间给予我的帮助，以及同学对我的学 习和生活所提供的大力支持和关心!在我即将完成学业之际，我深深地感谢我的家人给予我的全力支持！最后，衷心地感谢在百忙之中评阅论文和参加答辩的各位专家、教授