实验指导 通信原理 通信原理实验指导

目 录实验一 抽样定理和脉冲调幅(PAM)实验1实验二 脉冲编码调制(PCM)实验 9实验三 增量调制(M)编译码实验 18实验四 移相键控(PSK)实验 28实验五 HDB3码型变换实验 40实验七 数字基带信号处理实验 60实验一 抽样定理和脉冲调幅（PAM）实验一、实验目的 1、验证抽样定理； 2、观察了解PAM信号形成过程，平顶展宽解调过程； 3、了解时分多路系统中的路际串话现象。二、实验原理和电路说明 1、概述 在通信技术中为了获取最大的经济效益，就必须充分利用信道的传输能力，扩大通信容量。因此，采取多路化制式是极为重要的通信手段。最常用的多路复用体制是频分多路复用(FDM)通信系统和时分多路复用(TDM)通信系统。频分多路技术是利用不同频率的正弦载波对基带信号进行调制，把各路基带信号频谱搬移到不同的频段上，在同一信道上传输。而时分多路系统中则是利用不同时序的脉冲对基带信号进行抽样，把抽样后的脉冲信号按时序排列起来，在同一信道中传输。 利用抽样脉冲把一个连续信号变为离散时间样值的过程称为“抽样”，抽样后的信号称为脉冲调幅(PAM)信号。在满足抽样定理的条件下，抽样信号保留了原信号的全部信息。并且，从抽样信号中可以无失真地恢复出原信号。抽样定理在通信系统、信息传输理论方面占有十分重要的地位。数字通信系统是以此定理作为理论基础的。在工作设备中，抽样过程是模拟信号数字化的第一步。抽样性能的优劣关系到整个系统的性能指标。 图1-1 单路PCM系统示意图 作为例子，图1-1示意地画出了传输一路语音信号的PCM系统。从图中可以看出要实现对语音的PCM编码，首先就要对语音信号进行抽样，然后才能进行量化和编码。因此，抽样过程是语音信号数字化的重要环节，也是一切模拟信号数字化的重要环节。 为了让实验者形象地观察抽样过程，加深对抽样定理的理解，本实验提供了一种典型的抽样电路。除此，本实验还模拟了两路PAM通信系统，从而帮助实验者初步了解时分多路的通信方式。 2、抽样定理 抽样定理指出，一个频带受限信号m(t)如果它的最高频率为fH(即m(t)的频谱中没有fH以上的分量)，可以唯一地由频率等于或大于2fH的样值序列所决定。因此，对于一个最高频率为3400Hz的语音信号m(t)，可以用频率大于或等于6800Hz的样值序列来表示。抽样频率fs和语音信号m(t)的频谱如图1-2和图1-3所示。由频谱可知，用截止频率为fH的理想低通滤波器可以无失真地恢复原始信号m(t)，这就说明了抽样定理的正确性。实际上，考虑到低通滤波器特性不可能理想，对最高频率为3400Hz的语音信号，通常采用8KHz抽样频率，这样可以留出1200Hz的防卫带，见图1-4。如果fs2fH，就会出现频谱混迭的现象，如图1-5所示。图1-2 语音信号的频谱图1-3 语言信号的抽样频谱和抽样信号的频谱 在验证抽样定理的实验中，我们用单一频率fH的正弦波来代替实际的语音信号，采用标准抽样频率fs=8KHz,改变音频信号的频率fH,分别观察不同频率时，抽样序列和低通滤波器的输出信号，体会抽样定理的正确性。 图1-4 留出防卫带的语音信号的抽样频谱图1-5 fs2fH时语音信号的抽样频谱验证抽样定理的实验方框如图1-6所示。在图1-8中，连接(TP8)和(TP14)，就构成了抽样定理实验电路。抽样电路采用场效应晶体管开关电路。抽样门在抽样脉冲的控制下以每秒八千次的速度开关。T1为结型场效应晶体管，T2为驱动三极管。当抽样脉冲没来时，驱动三极管处于截止状态，-5V电压加在场效应晶体管栅极G，只要G极电位负于源极S的电位，并且|UGS|UP|，则场效应晶体管处于夹断状态，输出信号为“0”。抽样脉冲来时，驱动三极管导通，发射极+5V电压加到驱动二极管，使之反向偏置。从截止到导通的跳变电压经跨接在二极管两端的电容加到场效应晶体管的G极。使栅极、源极之间的电压迅速达到场效应晶体管导通的数值，并一直达到使源极电压等于漏极上的模拟电压。这样，抽样脉冲期间模拟电压经场效应晶体管开关加到负载上。由于抽样电路的负载是一个电阻，因此抽样的输出端能得到一串脉冲信号。此脉冲信号的幅度与抽样时输入信号的瞬时值成正比例，脉冲的宽度与抽样脉冲的宽度相同。这样，脉冲信号就是脉冲调幅信号。当抽样脉冲宽度远小于抽样周期时，电路输出的结果接近于理想抽样序列。由图1-6可知，用一低通滤波器即可实现模拟信号的恢复。为便于观察，解调电路由射随、低通滤波器和放大器组成，低通滤波器的截止频率为3400Hz。 图1-6 抽样定理实验方框图3、多路脉冲调幅(PAM信号的形成和解调) 多路脉冲调幅的实验框图如图1-7所示。在图1-8电原理图中，连接(TP8)和(TP11)、(TP13)和(TP14)就构成了多路脉冲调幅实验电路。 分路抽样电路的作用是：将在时间上连续的语音信号经脉冲抽样形成时间上离散的脉冲调幅信号。n路抽样脉冲在时间上是互不交叉、顺序排列的。各路的抽样信号在多路汇接的公共负载上相加便形成合路的脉冲调幅信号。本实验设置了两路分路抽样电路。 图1-7 多路脉冲调幅实验框图 多路脉冲调幅信号进入接收端后，由分路选通脉冲分离成n路，亦即还原出单路PAM信号。发送端分路抽样与接收端分路选通是一一对应的，这是依靠它们所使用的定时脉冲的对应关系决定的。为简化实验系统，本实验的分路选通脉冲直接利用该路的分路抽样脉冲经适当延迟获得。接收端的选通电路也采用结型场效应晶体管作为开关元件,但输出负载不是电阻而是电容。采用这种类似于平顶抽样的电路是为了解决PAM解调信号的幅度问题。由于时分多路的需要，分路脉冲的宽度S是很窄的。当占空比为S/TS 的脉冲通过话路低通滤波器后，低通滤波器输出信号的幅度很小。这样大的衰减带来的后果是严重的。但是，在分路选通后加入保持电容，可使分路后的PAM信号展宽到100%的占空比，从而解决信号幅度衰减过大的问题。但我们知道平顶抽样将引起固有的频率失真。 PAM信号在时间上是离散的，但在幅度上却是连续的。而在PCM系统里，PAM信号只有在被量化和编码后才有传输的可能。本实验仅提供一个PAM系统的简单模式。4、多路脉冲调幅系统中的路际串话 路际串话是衡量多路系统的重要指标之一。路际串话是指在同一时分多路系统中，某一路或某几路的通话信号串扰到其它话路上去，这样就产生了同一端机中的各路通话之间的串话。串话分可懂串话和不可懂串话,前者造成失密或影响正常通话；后者等于噪声干扰。对路际串话必须设法防止。一个实用的通话系统必须满足对路际串话规定的指标。 在一个理想的传输系统中，各路PAM信号应是严格地限制在本路时隙中的矩形脉冲。但如果传输PAM信号的通道频带是有限的，则PAM信号就会出现“拖尾”的现象，当“拖尾”严重，以至侵入邻路隙时，就产生了路际串话。 在考虑通道频带高频端时，可将整个通道简化为图19所示的低通网络，它的上截止频率为： f1=1/(2R1C1)图1-9 通道的低通等效网络 为了分析方便，设第一路有幅度为V的PAM脉冲，而其它路没有。当矩形脉冲通过图1-9(a)所示的低通网络，输出波形如图1-9(b)所示。脉冲终了时，波形按R1C1时间常数指数下降。这样，就有了第一路脉冲在第二路时隙上的残存电压串话电压U，这种由于信道的高频响应不够引起的路际串话就叫做高频串话。 当考虑通道频带的低频端时，可将通道简化为图110所示的高通网络。它的下截止频率为： f2=1/(2R2C2) 由于R2C2 ，所以，当脉冲通过图1-10(a)所示的高通网络后，输出波形如图1-10(b)所示。长长的“拖尾”影响到相隔很远的时隙。若计算某一话路上的串话电压，则需要计算前n路对这一路分别产生的串话电压，积累起来才是总的串话电压。这种由于信道的低频响应不够而引起的路际串话就叫做低频串话。解决低频串话是一项很困难的工作。 图1-10 通道的高频等效网络限于实验条件，本实验只模拟了高频串话的信道。 以上几部分电路所需要的定时脉冲均由图1-8中的定时电路提供。三、实验仪器 双踪同步示波器 SR8 四、实验内容与步骤 (一) 抽样和分路脉冲的形成 用示波器和频率计观察并核对各脉冲信号的频率、波形及脉冲宽度，并记录相应的波形。 1、在(TP1)观察主振脉冲信号。 2、在(TP2)观察分路抽样脉冲；在(TP3)观察分路抽样脉冲。 3、在(TP2)观察分路抽样脉冲；在(TP3)观察分路抽样脉冲。4、用双踪示波器比较（TP2）（TP2），（TP3）（TP3）的时序。(二) 验证抽样定理1、 正弦信号从(TP4)输入，fH=1KHz，幅度2VP-P。2、 连接（TP2）（TP6）。 3、以(TP4)作双踪同步示波器的比较信号，观察(TP8)抽样后形成的PAM信号。调整示波器触发同步，使PAM信号在示波器上现示稳定，计算在一个信号周期内的抽样次数。核对信号频率与抽样频率的关系。 4、连接(TP8)(TP14)，在(TP15)观察经低通滤波器和放大器的解调信号。测量其频率，确定和输入信号的关系，验证抽样定理。 5、改变fH，令fH=6KHz，重复2、3、4项内容，验证抽样定理。 (三) PAM信号的形成和解调 连接(TP8)(TP11)、(TP13)(TP14)、(TP3)（TP12)，观察并画出以下各点的波形。1、 在(TP4)输入正弦信号，fH=1KHz，幅度2Vp-p。 2、以(TP4)作为双踪同步示波器的比较信号，在(TP8)观察单路PAM信号。 3、在(TP13)观察选通后的单路解调展宽信号，用示波器读出的宽度（用S作单位）。 4、在(TP15)观察经低通滤波器放大后的音频信号。 5、改变输入正弦信号的频率(fmax3.4KHz可取500、1K、2K、3K)，在(TP15)测量整个系统的频率特性,测试数据填入下表。f(Hz)500100020003000TP15（V） (四) 多路PAM系统中的路际串话现象 连接(TP2)(TP12)，接入分路选通脉冲。 1、在(TP4)输入正弦信号，fH1KHz。 2、在(TP15)观察第一路串入第二路的信号，用示波器观察并测量其频率和幅度。 3、连接(TP8)(TP9)、(TP10)(TP11)，将开关K向下置于电容C11处，重复1、2项的内容，并与之比较。 4、将开关K向上置于电容C12处，重复1、2项的内容，并与2、3项的结果比较。五、实验报告 1、整理实验数据，画出相应的曲线和波形。 2、本实验在(TP8)和(TP13)得到的是哪一类抽样的波形？从理论上对理想抽样、自然抽样和平顶抽样进行对比和说明。 3、对实验内容(二)进行讨论。当fs2fH和fsRs，即D0时有 Vcs(Vcc/2-Vo)G （6）这时控制电压与G 成线性关系。 将Vo=0.12V，(Vcc/2)6V代入上式，得 Vcs15.98G （7） 当D0，控制电压V与G成非线性关系。设D=3，得 VCS2=(23.52G)/(1+3G) （8） 图3-7给出VCS1和VCS2与C的关系曲线，曲线VCS2的斜率大于曲线VCS1的斜率，这就意味着VCS2的压扩特性更接近于理想特性。 语音音节包络的变化范围约为5ms到20ms。取15ms，220ms，这时 2/1=4 2/1=(CS(RS+RP)/(CSRS)=1+D D=3 选CS=0.33F，则RS15.15K，RP=15.15K，取RS=15K，RP=47K得D3.13。 在临界过载时，G达到最小值。对正弦信号可得G0.436，这时控制电压Vcs的最大值约为(计算从略) Vmax4.48V 此值决定了限流电阻Rx1.5K。图3-7 V与G的关系曲线 (二) 定时电路 图3-9 定时部分时间关系图MC3418编译码器所需的定时脉冲均由定时部分提供，为模拟一个实际的时分多路系统的工作状态，定时部分可给出2048KHz及8路32KHz的定时，定时部分的时间关系如图3-9所示。为确保收、发同步，本实验系统的编码和译码部分公用一个定时源，这是有别于实际情况的。 三、实验仪器 *杂音计 ND5 *失真度测试仪 BS1 双踪同步示波器 SR8 四、实验内容与步骤 (一)、 时钟部分 主振频率为4096KHz，经分频后得到2048KHz的定时，再经分频分相后得到8路32KHz的定时。用示波器在(TP1)点观察主振波形，用频率计测量其频率。在(TP2)、(TP3)、(TP4)观察并测量2048KHz和32KHz定时。 (二)、 发送滤波器 在(TP5)输入频率为1KHz、幅度为2Vp-p的音频信号。在(TP5)观察输入信号，在(TP6)观察输出信号，记下它们的幅度和波形。 (三)、 M编码器 在(TP6)观察经发送滤波器限带后输入编码器的音频信号，在(TP7)观察本地译码信号。在(TP8)观察编码输出的数字信号(幅度约为10Vp-p)。以音频信号作为同步信号，观察信码的变化规律。对应正弦波过零处应有连“0”或联“1”码型出现；对应正弦波的波峰和波谷处应有“0”、“1”交替码型出现。 (四)、 M译码器 用短线连接(TP8)(TP9)，即将编码信号送入译码器。在(TP9)观察输入译码器的编码信号，在(TP10)观察译码器输出的模拟信号，画出波形。 (五)、 接收滤波器 在(TP10)观察滤波器的输入信号。在(TP11)观察滤波器输出的模拟信号。记下它们的波形和幅度。 (六)、 系统性能测试 系统性能有三项指标：动态范围、信噪比和频率特性。 1、动态范围 在满足一定信噪比(S/N)条件下，编译码系统所对应于800Hz(或1000Hz)音频信号的幅度范围定义为动态范围。动态范围应大于电子工业部1982年暂定的标准框架(样板值)。图3-10示意给出了这个样板。 图3-10 M编译码系统动态范围样板图动态范围的测试框图如图3-11所示。 在原理部分已经提到，M编译码器允许输入信号的最大幅度为4.36V。为了确保器件的安全使用，本实验在进行动态范围这一指标测试时，不再对输入信号的临界过载进行验证。取输入信号的最大幅度为5Vp-p(注意：信号要由小至大调节)，测出此时的S/N值。然后以10dB间隔衰减输入信号，将测试数据填入下表。-10dB-20dB-30dB-40dB-50dBVin(mv)p-p500015005001505015S/N(dB)图3-11 动态范围测试框图 2、信噪比特性 在上一项测试中选择出最佳编码电平(S/N最高，推荐为2Vp-p)。在此电平下测试不同频率下的信噪比值。频率选择在500Hz/1KHz/2KHz/3KHz,将测试数据填入下表。f(Hz)500100020003000S/N（dB） 信噪比特性的测试框图如图3-12所示。 图3-12 信噪比特性测试框图 3、频率特性 选一合适的输入电平(Vin=2VP-P)，改变输入信号的频率，频率范围从500Hz到3000Hz。在(TP11)用示波器测量译码输出信号的电压值,数据填入下表。f(Hz)500100020003000TP11（V） 五、实验报告 1、整理实验记录，画出相应的曲线和波形。 2、集成化M编译码系统由哪些部分构成？各部分的作用是什么？ 3、设想临界过载时本地译码信号和信码信号的形状。试画出它们的波形。 4、什么叫数字检测音节压扩的可变斜率？在本实验中是如何实现的？ 5、积分电路的设计原则是什么？ 6、对改进实验内容和电路有什么建议？实验四 移相键控(PSK)实验 一、实验目的 1、了解M序列的性能，掌握其实现方法及其作用；2、了解2PSK系统的组成验证，其调制解调原理；3、验证同步解调的又一方式同相正交环(或称Costas环)的工作原理； 4、学习集成电路压控振荡器在系统中的应用； 5、学习2PSK系统主要性能指标的测试方法。 二、实验原理和电路说明 (一) 概述 数字通信系统的模型可以用图4-1表示，虚线框内的部分称为数字调制和解调部分，以完成数字基带信号到数字频带信号之间的变换。 图4-1 数字通信系统模型 与模拟通信系统相比，数字调制和解调同样是通过某种方式，将基带信号的频谱由一个频率位置搬移到另一个频率位置上去。不同的是，数字调制的基带信号不是模拟信号而是数字信号。 在大多数情况下，数字调制是利用数字信号的离散值去键控载波。对载波的幅度、频率或相位进行键控，便可获得ASK、FSK、PSK等。这三种数字调制方式在抗干扰噪声能力和信号频谱利用率等方面，以相干PSK的性能最好，目前已在中、高速传输数据时得到广泛应用。 近年来，在数字微波通信中进一步提高频谱利用率的课题已获得重要进展。除2PSK外，已派生出多种调制形式，如四相移相键控(QPSK)、八相移相键控(8PSK)、正交部分响应(QPRS)、十六状态正交电幅(16QAM)以及64QAM、256QAM等，这些都是高效率的调制手段。 为了模拟实际数字调制系统，本实验的调制和解调基本上由数字电路构成。数字电路具有变换速度快、解调测试方便等优点。为了实验过程中观察方便，实验系统的载波选为5MHz。 (二) 调制 2PSK系统的调制部分框图如图4-2所示，电路原理如图4-3所示，下面分几部分说明。 1、M序列发生器 实际的数字基带信号是随机的，为了实验和测试方便，一般都是用M序列发生器产生一个伪随机序列来充当数字基带信号源。按照本原多项式f(x)=X5+X3+1组成的五级线性移位寄存器，就可得到31位码长的M序列。码元定时与载波的关系可以是同步的，以便清晰观察码元变化时对应调制载波的相应变化；也可以是异步的，因为实际的系统都是异步的，码元速率约为1Mbt/s。 2、相对移相和绝对移相 移相键控分为绝对移相和相对移相两种。以未调载波的相位作为基准的相位调制叫作绝对移相。以二进制调相为例，取码元为“1”时，调制后载波与未调载波同相；取码元为“0”时，调制后载波与未调载波反相；“1”和“0”时调制后载波相位差1800。绝对移相的波形如图4-4所示。 在同步解调的PSK系统中，由于收端载波恢复存在相位含糊的问题，即恢复的载波可能与未调载波同相，也可能反相，以至使解调后的信码出现“0”、“1”倒置，发送为“1”码，解调后得到“0”码；发送为“0”码，解调后得到“1”码。这是我们所不希望的，为了克服这种现象，人们提出了相对移相方式。 图4-2 2PSK调制部分框图 相对移相的调制规律是：每一个码元的载波相位不是以固定的未调载波相位作基准的，而是以相邻的前一个码元的载波相位来确定其相位的取值。例如，当某一码元取“1”时，它的载波相位与前一码元的载波同相；码元取“0”时，它的载波相位与前一码元的载波反相。相对移相的波形如图4-5所示。 图4-4绝对移相的波形示意图 一般情况下，相对移相可通过对信码进行变换和绝对移相来实现。将信码经过差分编码变换成新的码组相对码，再利用相对码对载波进行绝对移相，使输出的已调载波相位满足相对移相的相位关系。 设绝对码为ai，相对码为bi，则二相编码的逻辑关系为： bi = aibi-1 (1) 差分编码的功能可由一个模二和电路和一级移位寄存器组成。 图4-5 相对移相的波形示意图 调相电路可由模拟相乘器实现，也可由数字电路实现。实验中的调相电路是由数字选择器(74LS153)完成。当2脚和14脚同时为高电平时，7脚输出与3脚输入的0相载波相同；当2脚和14脚同时为低电平时，7脚输出与6脚输入的相载波相同。这样就完成了差分信码对载波的相位调制。图4-6示出了一个数字序列的相对移相的过程。 对应于差分编码，在解调部分有差分译码。差分译码的逻辑为： ci =bi +bi-1 (2)将(1)式代入(2)式，得 Ci=ai-bi-1+bi-1 bi-1-bi-1=0 Ci=ai+0=ai这样，经差分译码后就恢复了原始的信码序列。 图46绝对码实现相对移相的过程 3、数字调相器的主要指标在设计与调整一个数字调相器时，主要考虑的性能指标是调相误差和寄生调幅。 (1) 调相误差由于电路不理想，往往引进附加的相移，使调相器输出信号的载波相位取值为0及180，我们把这个偏离的相角称为调相误差。调相器的调相误差相当于损失了有用信号的能量。(2) 寄生调幅理想的二相相位调制器，当数码取“0”或“1”时，其输出信号的幅度应保持不变，即只有相位调制而没有附加幅度调制。但由于调制器的特性不均匀及脉冲高低电平的影响，使得“0”码和“1”码的输出信号幅度不等。设“0”码和“1”码所对应的输出信号幅度分别为Uom或Uim，则寄生调幅为： m=(Uom-Uim)/(Uom+Uim)100% (3)(三) 解调 2PSK系统的解调部分框图如图47所示，原理电路如图48所示。 1、同相正交环绝大多数二相PSK信号采用对称的移相键控，因而在码元1、0等条件下都是抑制载波的，即在调制信号的频谱中不含载波频谱，这样就无法用窄带滤波器从调制信号中直接提取参考相位载波。对PSK而言，只要用某种非线性处理的方法去掉相位调制，就能产生与载波有一定关系的分量，恢复出同步解调所需要的参考相位载波，实现对抑制载波的跟踪。从PSK信号中提取载波的常用方法是采用载波跟踪锁相环，如平方环、同相正交环、逆调制环和判决反馈环等。这几种锁相环的性能特点列于表41中。图47 2PSK解调部分框图本实验采用同相正交环，同相正交环又叫科斯塔斯（Cosatas）环。原理框图如图49所示。在这种环路里，误差信号是由两个鉴相器提供的。压控振荡器（VCO）给出两路相互正交的载波到鉴相器，输入的2PSK信号经鉴相后再由低通滤波器滤除载波频率以上的高频分量，得到基带信号Ud1、Ud2， 这时的基带信号包含着码元信号，无法对压控振荡器（VCO）进行控制。将Ud1和Ud2经过基带模拟器相乘，就可以去掉码元信息，得到反应VCO输出信号与输入载波间相位差的控制电压。 图49 同相正交环原理框图 表41 几种锁相环的性能特点 锁相环特性平方环同相正交环逆调制环判决反馈环环路工作频率f=2f0f=f0f=f0f=f0等效鉴相特性正弦正弦近似距形近似距形解调能力无有有有电路复杂程度鉴相器工作频率高需用基带模拟相乘器需用二次调制器需用基带模拟调制器 2、集成电路压控振荡器（ICVCO） 压控振荡器（VCO）是锁相环的关键部件，它的频率调节和压控灵敏度决定于锁相环的跟踪性能。 实验电路采用一种集成电路的压控振荡器74S124。集成片配以简单的外部元件并加以适当调整，即可得到令人满意的结果。如图410所示。 集成片的每一个振荡器都有两个电压控制端，Vr用于控制频率范围（14脚），Vf用于控制频率范围调节（1脚）。外接电容器Cext用于选择振荡器的中心频率。当Vr和Vf取值适当，振荡器工作正常时，振荡器频率f0与Cext的关系近似为： f0=5104/Cext （4）f0与Cext的关系曲线如图411所示。 图4-10 IC-VCO使用实例 当固定Cext时，Vr与Vf有确定的函数关系。以Vr=Vf=2V时的输出频率f0为归一化频率单位，由实验数据可画出以Vr为参变量时归一化频率fn与Vr的变化曲线如图412所示。图4-11 频率f0与CEXT的关系曲线 图4-12 fn随Vf的变化曲线由图412的曲线可以看出，随Vr的增大，VCO的压控灵敏度和线性范围都在增大。选取适当的Vr值和Cext值，将误差电压经线性变换后充当控制电压Vf，这样就可