LED照明的直流驱动电路设计方法

LED照明的直流驱动电路设计方法作者：无线电爱好者 日期：2009-6-5 22:29:07 人气：1535标签：作为卤素灯低压照明的一种替代技术，LED照明日益流行。与卤素灯泡不同的是，LED没有效率低、可靠性差以及使用寿命短等问题的困扰。本文描述了一种在直流照明系统中驱动大功率LED的新方法，这种解决方案能提供95%的效率、更长的使用寿命，弁能承受更高的电气和机械冲击。同时对采用ZXSC300系列DC-DC控制器的实际电路设计进行了计算和分析。在图1所示的电路中，ZXSC300系列DC-DC控制器驱动以降压模式工作的外部开关。表1列出了 12V电源系统的材料清单。通过增加R2的值可提供更高的系统电压，例如，要得到24V的电压仅需将 R2值改为2.2k莒同时电容C1也须有更高的额定电压，电路基本工作原理如下：当Q1导通时，电流流过 LED、电容C2和电感。当R1两端的压降达到Isense引脚的阈值电压时，Q1关断 并保持一 个固定时间，电感中的能量流过 D1和LED。经过这个固定时间后，Q1重新导通，如此循环往复。电路工作原理分析下面对电路的工作原理进行更详细地分析，以得到电路参数及与系统设计相关的计算。下面从开关Q1在一个固定时间TON内导通开始分析。ZXSC310将Q1导通直至它在Isense引脚上检测到19mV电压(标称值)，于是达到 此阈值电压时 Q1上的电流为19mV/R1 ,称为Ipeak 0当Q1导通，电流从电源流出，流过 C1和串联LED。假设LED正向压降为Vf,则剩下的电源电压将全部落在L1上，称为vli,并使L1上的电流以di/dt=V li/L1的斜率上升。其中di/dt单位为安培/秒、VL1的单位为伏、L1的单位为 亨。Q1与R1上的压降忽略不计，因为Q1的导通电阻RDS(ON)很小，且R1上的压降总是小于 19mV。19mV是Q1的关断阈值电压，依据Isense引脚的阈值电压设置。Vin =Vf+V liTon = | PEAKXLI/ V li由于将VN减去LED正向压降可得到L1两端的电压，故可算出 TON。因此，如果L1较小，则对于同样的 峰值电流 Ipeak及电源电压Vin, Ton亦较小。请注意，在电感电流上升到Ipeak的过程中，电流流过 LED,因此LED上的平均电流等于 Ton上升期间及Toff下降期间的电流之和。现在看一下Q1关断期间仃off）的情况。ZXSC300系列DC-DC控制器的Toff在内部被固定为l.7us （标称值），需要注意的是，如果用该值来计算电流斜坡，则其范围最小为1.2最大为3.2 gs为尽量减少传导损耗及开关损耗，Ton不能比Toff小太多。过高的开关频率会造成较高的dv/dt,因此建议ZXSC300和310的最高工作频率为200 kHz。假设固定Toff为1.7 g,s则Ton最小值为5 PP 1.7 g s=3.3 gs然而这不是一个绝对限制值，这些器件已可在2至3倍该频率下工作，但转换效率会降低。在Toff期间，储存在电感中的能量将被转移到LED,只在肖特基二极管上有一些损耗。储存在电感中的能量为：EQ1系统可以以连续或非连续模式工作，两者之间的差别及对平均电流的影响将在后面部分中解释。如果Toff恰好是电流达到零所需的时间，贝U LED中的平均电流将为Ipeak/2。实际上，电流可能会在Toff之前达到零，此时平均电流将小于I peak/2,因为在这个周期里有一段时间LED的电流为零，这称为 非连 续”工作模式。如果经过1.7 g后电流没有达到零，而是下降到 Imin,则称器件进入 连续工作模式。LED电流将在I min 与I peak之间上升和下降（di/dt斜率可能不同），此时平均LED电流为Imin与Ipeak的平均值。WM9O韶山.119 13 t4 1S 1fi 仃 II埔入电压W）效率分嫦入电压的关篇植入电伍（巧LEO业淙b捕入业压言肖乂病通过用实际值进行计算，上面的原理可运用于实际电路设计。例如,已知输出电压稳定的12V直流电源以及3个功率为设计可工作在11V至18V电源电压范围内。1W的LED （需要340mA工作电流），即可参考图1所示的电路及表1列出的材料清单进行设 计。该电源输入电压=Vin=12V, LED 正向压降=Vf=9.6V , Vin =Vf+Vli。因此，Vli=12V-9.6V=2.4V 。峰值电流=Vsens/R 仁 34mV/50m ( =680mA ,这里 R1 就是 Rsens。Ton =| peakxL1/V li24在上述等式中，近似认为在整个电流上升与下降期间LED正向压降不变。事实上它会随电流升高而增大，但这些公式使设计计算的结果在实际电路所用器件的容差范围内。止匕外，Vin与VF之间的差值小于它们中的任何一个，所以6.2 P的勺上升时间将基本上取决于这些电压值。680mA下降到值得注意的是，对于 9.6V的LED正向压降以及300mV的肖特基二极管正向压降来说，从零的时间为:由于Toff 一般为1.7 ）容差，线圈电流可能不能降到零。但这不是什么大问题, 量及关断，不可能产生在具有固定staircasing ）问题。由于电流可能永远都不会超过也不会超过Ipeak,于是LED电流将近似等于 均值，因为有 200ns的时间里电流为零，但与图2与图3分别描述了 12V与24V系统的性能。（9亦 0.3）所以电流有足够的时间降到零。然而，尽管1.5 口已相当接近1.7因为器件的因为残余电流会很小。需要注意的是，由于对峰值电流的测Ton时间的转换器里发生的危险的电感阶跃” （inductorIpeak ,所以即使电流从一个有限值开始增长（即连续模式），680mA与0的平均值，即340mA 。它并不是严格意义上的平电路设计计算在Ton期间（假设为非连续工作模式），电源的输入功率等于Vin Xpeak/2,因而电源的平均输入电流等于该电流乘以Ton相对于整个周期时间的比值。IpEAKTTow从上式可看出平均电源电流是如何在较低电压下随着Ton相对于固定的1.7 的增加增大。这是符合功率原理的，因为当电源电压较低时，固定（或近似固定）的LED功率需要更多电源电流才能获得相同功率。Raf参州1号耋产U1ZKSC310E5Zfllflx占昭仙0翊用SOT2/5抹tft村LED腿葩Q1ZXMM6A07F宿臬用 SOT23i?M 呻 M 御 SB MOSFETD11A/4WZMCS1000ZcIeaM附SOT23 亶翔1离料鼻二段6VBH9967B齐胡二密LID03316P-2J3Senft0505HAR1SOmQMH0W5商馥R2IkUC1rOflpf总射 Bl的口iijf/iovC32 :ran储存在电感中的能量等于从电感转移到LED的能量（假设为非连续工作模式），为:EQ1因此，当输入电压与输出电压的差别变得更大时，从电感转移到 LED 的能量比 LED 直接从电源获取的能 量要更多些。如果能计算出使电流正好在1.7 J田寸达到零的电感值L1及峰值电流Ipeak,则LED的功率将不会太依赖于电源电压，因为此时 LED 中的平均电流总是近似为 IPEAK/2 。随着电源电压的增加，达到 IPEAK 所需的 TON 将减小，但LED 的功率基本恒定，且在TON 期间只吸取从零至 IPEAK 的电源电流。电源电压越高，TON 占整个周期的比例越小，所以较高电源电压时的平均电源电流亦较小，这样保持了功率（ 和效率 ） 的恒定。肖特基二极管正向压降会使效率降低。例如，假设LED 的 VF 为 6V ，肖特基二极管的 VF 为 0.3V ，则从电感转移过来的能量的效率损失为 5% ，即肖特基二极管正向压降与LED 正向压降之比。在TON 期间，肖特基二极管不在电流回路中，故不会引入损耗，因此整个效率损失比取决于TON 与 TOFF 之比。对于TON 占整个周期的大部分的低电源电压来说， 由肖特基二极管引入的损耗并不大。 当 LED 电压较高侈个LED 串联 ） 时，肖特基二极管引入的损耗也不大，因为此时肖特基二极管正向压降在整个压降所占的比例将更小。本文小结本文的电路设计显示了如何在卤素灯泡替代应用中使用高效率电路驱动 LED 。尽管 LED 拥有比卤素灯泡更高的初始成本，但总成本比卤素灯泡低或者相当。在一些很难进行替代或替换费用昂贵的应用中， LED 可能是唯一的具有成本效益的解决方案。随着 LED 照明输出效率逐步提高以及成本降低，使用 LED 照明的 趋势将会更加明显。