第三章-数字微波的传输设备课件

第三章第三章 数字微波的传输设备数字微波的传输设备 3.1 发信设备的组成与主要性能指标发信设备的组成与主要性能指标 3.2 收信设备的组成与主要性能指标收信设备的组成与主要性能指标3.3 微波天馈线和收发信分并路系统微波天馈线和收发信分并路系统3.4 系统噪声系统噪声 3.5 数字微波通信系统的测试数字微波通信系统的测试3.1 发信设备的组成与主要性能指标发信设备的组成与主要性能指标 3.1.1数字微波发信设备的组成从目前使用的数字微波通信设备来看，分为直接调制式（在微波频率直接调制）发信机和变频式发信机。中、小容量的数字微波（480路以下）设备可用前一种方案。而中、大容量的数字微波设备大多采用变频式发信机，这是因为这种发信机的数字基带信号调制是在中频上实现的，可得到较好的调制特性和较好的设备兼容性。数字微波发信设备一般由功率中频放大器、发信本振源、功率上变频器和射频功率放大器等几部分组成，图3-1是一种典型的变频式发信机原理框图。变频式发信机原理框图变频式发信机原理框图本图中利用变容管对主振频率进行浅调频，然后对中频已调信号进行上变频的。由调制机或收信机送来的中频已调信号经发信机的中频放大后，送到发信混频器进行上变频，将中频已调信号变为已调信号，上变频以后的信号接至单向器和带通滤波器，取出混频后的一个边带（上边带或下边带）信号，对此滤波器通带特性的要求和分路滤波器相同。上变频后的信号一般属于弱信号，需用微波功放进行放大。通常要把微波功率放大到瓦级以上，通过分路滤波器送到天线发射出去。微波功放与输出功放多采用场效应晶体管功率放大器。为了保持末级功放不超出直线工作范围，以免产生过大的非线性失真，要用自动电平控制电路把输出功率维持在合适的电平。公务信号经常采用微波调制方式，即把公务信号直接调制在微波本机振荡频率上。在数字调制的载波上进行浅调频的这种复合调制方式，具有设备简单，不过多占用主信道的功率与频带，以及能在非再生中继站上、下公务信号等优点，是目前数字微波最常用的一种公务信号传送方式。3.1.2 发信设备的主要性能指标发信设备的主要性能指标1工作频段0.3300GHz的频率范围，目前使用的范围有140GHz，工作频率越高，越能获得较宽的通频带和较大的通信容量，也可得到更尖锐的天线方向性和天线增益。但当频率较高时，雨、雾及水蒸气对电波的散射或吸收损耗增加，造成电波衰落和收信电平下降。这些影响对12GHz以上的频段更明显，12GHz以上须考虑大气中水蒸气的吸收问题，这种损耗随频率上升而增加，当频率接近22GHz时，即水蒸气分子的谐振频率时，是大气中传播衰减峰值，衰减量很大。对于较长距离的微波中继，1.712GHz是主要工作频段，12GHz以上目前使用不多。我国选用2GHz、4GHz、6GHz、7GHz、8GHz、11GHz作为微波通信的主要频段，其中2GHz、4GHz、6GHz频段主要用于干线微波中继，2GHz、7GHz、8GHz、11GHz主要用于支线或专用网。2输出功率微波中继站所需的发射功率和很多因素有关。例如，通信话路愈多、频带愈宽，为保持同样的通信质量，必须有更大的发信功率。另外，发射功率也和站址选择、多径衰落的影响，分集接收技术的采用等诸因素有关。一般情况下，数字通信比模拟通信有更好的抗干扰能力。为了保持同等通信质量，数字微波通信与模拟通信相比需要较小的发射功率。故在要求同样的通信质量时，数字微波的输出功率可以小些。例如，数字微波发射机输出功率有时只需几十到几百毫瓦功率，只有长距离情况下才需要几瓦量级的功率。3频率稳定度发信机的每个工作波道都有一个标称的中心工作频率，用f0表示。工作频率的稳定度取决于发信本振源的频率稳定度。设实际工作频率与标称工作频率的最大偏差值为f,则定义频率稳定度为K=f/f0微波通信对频率稳定的要求取决于所采用的通信制式以及对通信质量的要求。对于数字微波系统经常采用的PSK调制方式来说，发射机频率漂移将使解调过程产生相位误差，致使有效信号幅度下降、误码率增加。因此采用数字调相的数字微波发射机比采用模拟调频的模拟微波发射机有更高的频率稳定度。采用PSK调制方式时，频率稳定度可以取(15)105左右。发信频率稳定度取决于本振的频稳度。近年来由于微波介质材料性能提高，介质稳频振荡器日益被广泛采用。此种振荡器可以直接产生微波振荡，电路简单、杂频干扰及噪声较小等优点。目前，频稳度较好者可达(12)105。若附加有公务信号调频时，可能对频率稳定度有一些影响，使频率稳定度略有下降。在对频率稳定度有严格要求时，例如要求(25)106时，则必须采用石英晶体控制的分频锁相或脉冲锁相振荡源。4电源效率由于系统电源功率主要消耗在发信信道，因此设计发信部件时，要着重考虑电源效率。尤其是射频放大器的电源效率，其中在射频功放的平均电源效率一般约为35%，甲类功放电源效率则一般低于15%。但是，对于中、大容量数字微波系统，为了保证信道传输的非线性指标，则电源效率的高低应以线性条件是否满足为原则。5谐波抑制度总体设计在规定此项指标时，除考虑数字微波通信系统本身的各种干扰以外，还应考虑其对于模拟通信系统和卫星通信系统的干扰。因此，应适当地配置工作频率和采取必要的防护措施。6通频带宽度除了滤波器以外，发信信道的各组成部件都应具有宽频带特性。通常，上变频器和微波小信号功率放大器易于实现宽带设计，而大功率微波放大器要求很宽的工作频带是不合适的。一般只要求能覆盖两个工作频段。这样，总体设计时，可不考虑它们对发信信道通频带的影响7非线性指标不是所有的系统都要求有较高的功率非线性指标，如2PSK系统，信道的功率非线性指标意义不大，这时为了保证较高的电源效率，往往首先考虑采用丙类的射频功率放大器。对于含有调幅信息的调制方式，如16QAM系统，信道的功率非线性指标就显得至关重要，这时为了保证非线性指标，往往不得不牺牲其它性能，如电源效率、经济成本和设备的复杂程度等。实际上，不同的调制信号对信道的非线性指标要求不同。3.2 收信设备的组成与主要性能指标收信设备的组成与主要性能指标 3.2.1收信设备的组成目前，数字微波收信设备都采用外差变频式接收方式，如图3-2所示，这是一种典型框图，其中包括了空间分集接收部分。来自上天线的信号经带通滤波器选出需要的工作频道信号并抑制其它波道的干扰，然后把有用信号送至低噪声放大器。目前的低噪声放大器几乎都采用微带混和集成的砷化镓场效应管放大器，其噪声性能优越，在厘米波段可比混频式接收的灵敏度改善五、六分贝。通常在低噪声放大器前、后都加有铁氧体隔离器（图中未画出），以保证带通滤波器为恒定匹配负载，并保持砷化镓场效应管放大器的高性能稳定工作。外差变频式接收机原理框图外差变频式接收机原理框图砷化镓场效应管放大器是宽频带的，它可以覆盖整个通信频段的全部波道，所以在砷化镓场效应管放大器后面要加抑制镜频滤波器以消除镜频噪声。抑制镜频滤波器可以采用带通式，也可以采用带阻式，只要对镜频噪声抑制1320dB即可，但是不得影响信号通道频率响应特性的平坦度。抑制镜频滤波器反射回去的镜频噪声，将由砷化镓场效应管放大器的输出隔离器吸收。为减小多径传播衰落对数字微波通信系统的影响，图3-2(见上页)给出了两路空间分集接收的示意图。来自两个天馈线的直达信号和多径干扰信号，经两路相同的带通滤波、低噪声放大、收信混频、前置中放，在相加器中合并。其中第二路的本机振荡用移相器控制其相位，使前置中放的输出信号具有合适的相位，以获得最佳的抗多径衰落效果。空间分集相加器之后是中频自适应均衡器。因为多径传播的直达信号与各路干扰信号之间有相当复杂的关系，仅仅靠空间分集往往不能达到完善的抗衰落效果，所以在高性能微波信道机中常把空间分集与中频自适应均衡器配合使用，这样才能最大限度地减少通信中断时间。最后，信号经主中放输出。主中放提供较大增益和50dB左右的自动增益控制(AGC)范围。主中放都是宽频带的，其幅频响应的主要形状将由单独的中频滤波器来保证。从收信信道的基本组成来说，前置低噪声放大器并不是必须具备的单元，但它对改善收信信道的噪声系数有很大作用，而噪声系数的大小是通信系统的主要指标之一。因此，在器件能正常工作的频段，目前12GHz以下的设备几乎都有低噪声放大单元。而较高频段，如18GHz以上的通信系统，目前仍采用直接混频方式。除微波带通滤波器，接收高频单元的其它部件和器件都要求是宽频带的。收信信道的放大器大部分由中频单元承担，此外，中频单元还起着决定整个收信信道的通频带、选择性和各种特性均衡的作用。目前，数字微波接收设备的中频单元多采用宽带放大器和集中滤波器的组合方式，即由前置中放和主中放完成信号的放大作用，而由中频滤波器完成滤波功能。这样可使设计、制造与调整都比较方便，而且容易实现设备小型化、电路集成化、部件积木化和产品系列化的要求。本振源在超外差接收设备中是不可缺少的，它的频稳度也是收信信道的主要指标。一般情况下，收发信本振源的性能指标接近，结构和设计方法也基本相同，只是发信本振源有时还需考虑公务信号的附加调制问题。3.2.2收信设备的主要性能指标1工作频段收信机是与发信机配合工作的，对于一个中继段而言，前一个微波站的发信频率就是本收信机同一波道的收信频率。不同频段的接收机，其微波系统的组成方法和电路形式不尽相同，但大体上与图3-2相近。各频段所用的频带宽度为400600MHz，其中包括816个工作波道。具体的工作波道配置基本上按照国际无线电咨询委员会（ITU-R）建议执行。至于中频频率的选择，考虑到数字与模拟信道的兼容性，目前数字微波中继通信系统采用的标准中频与模拟调频微波中继通信系统的标准中频相同，即一般都采用70MHz和140MHz。其中，70MHz多用于二次群和三次群系统，140MHz用于三次群以上系统。对于13GHz以上频段的传输信道，中频频率也有选择1.7GHz。2噪声系数噪声系数是衡量收信机热噪声性能的一项指标。数字微波收信机的噪声系数一般为3.57dB，比模拟微波收信机的噪声系数小5dB左右。3收信本振的频率稳定度接收的微波射频的频率稳定度是由发信机决定的。但是收信机输出的中频是收信本振与收信微波射频进行混频的结果，所以若收信本振偏离标称值较多，就会使混频输出的中频偏离标称值。这样，就使中频已调信号频谱的一部分不能通过中频放大器，造成频谱能量的损失，导致中频输出的信噪比下降，引起信号失真，使误码率增加。对收信本振频率稳定度的要求与发信设备基本一致，通常要求(12)105，要求较高者为(15)106在方案选取上，收信本振和发信本振常用两个相互独立的振荡器。在有些中继设备里，收信本振功率是由发信本振功率里取出一部分进行移频得到的，收信与发信本振频率相差300MHz左右。这种共用一个振荡源的方案的好处是收信与发信本振频率必是同方向漂移，因此用于中频转接站时，可以适当降低对振荡器频率稳定度的要求。4通频带收信机接收到的已调波有一定的带宽，要使这个已调波无失真地通过，就要具有足够的工作频带宽度，这就是通频带。收信信道的通频带宽度主要决定于收信中频滤波器的带宽。通频带过宽，信号的主要频谱成分当然都会无失真地通过，但也会使收信机收到较多的噪声；反之，通频带过窄，噪声自然会减少，但却造成了有用信号频谱成分的损失，所以要合理地选择收信机的通频带和通带的幅频特性等。对于数字微波中继通信，传输信道的通频带一般取传输符号速率的1.5倍左右。例如，一个二次群系统，采用2PSK调制方式，其符号速率等于数码率，即fs=fb=8.448Mbit/s则收信3dB带宽取B3dB=13MHZ左右；一个三次群系统，采用4PSK调制方式，fs=fb/2=17.184Mbit/s则收信3dB带宽取B3dB=26MHZ左右。在工程估算时，通常把信道的3dB带宽近似为信道的等效噪声带宽BN。5选择性对某个波道的收信机而言，要求它只接收本波道的信号，对邻近波道的干扰、镜像频率干扰及本波道的收、发干扰等要有足够大的抑制能力，这就是收信机的选择性。收信机的选择性是用增益-频率（G-f）特性表示的。要求在通频带内增益足够大，而且G-f特性平坦；通频带外的衰减越大越好；通带与阻带之间的过渡区越窄越好。收信机的选择性是靠收信混频前的微波滤波器和混频后的中频滤波器，以及抑制镜频滤波器来保证的。6最大增益与AGC范围接收机的最大增益取决于输入端的门限电平和解调器的正常工作电平，而且应该在微波低噪声放大器、前置中放、主中放各级之间进行分配，同时还要考虑混频器和滤波器的损耗。此外还要注意各放大器是否会出现饱和及非线性情况。AGC电路是微波中继收信机不可缺少的一部分。如果没有这部分电路，当发生传输衰落时，解调器就无法工作。就收信信道而言，传输信道的电平衰落可以分为两部分，并以正常接收信号电平为基准，低于这个基准的为下衰落，高于这个基准的为上衰落，它们都是与实际传输条件有关的量。在数字微波接力系统中，典型的设计数据是：上衰落取+6dB，下衰落取-44dB，这样，收信信道的AGC范围就为50dB左右。当输入信号在此范围内变化时，由于AGC系统的作用，收信信道的输出电平基本上是恒定的。在设计收信信道的增益分配时必须注意，AGC电路以前的单元部件，如前置低噪声放大器、混频器和前置中放等，即便信道处在上衰落的情况下，也必须保持良好的线性工作状态。当收信电平变化时，若仍要求收信机的额定输出电平不变，就应在收信机的中频放大器内设有AGC电路，使之当收信电平下降时，中放增益随之增大；当收信电平增大时，中放增益随之减小。3.3 微波天馈线和收发信分并路系统微波天馈线和收发信分并路系统 微波中继通信属于无线通信方式，其无线电波的收、发是由天线来完成的，即微波发信机输出的信号通过馈线（同轴电缆或波导）送至天线，由天线向对端发射电磁波或接收对方发射来的电磁波，并通过馈线送往微波收信机。另外，微波站内一般采用收发共用天线和多波道共用天线，这就要求天馈线系统还必须有极化分离器、波道的分并路系统等。由此可见，微波天馈线系统是构成微波通信系统的一个重要组成部分。3.3.1多波道共用器3.3.2收发共用器3.3.3馈线3.3.4天线3.3.1 多波道共用器多波道共用器 一条微波线路通常允许多个波道同时工作，为了使同一方向上的多个波道实现共用一副天线，就得在各波道收发信机与馈线之间接入多波道共用器。多波道共用器大多采用分、并波道滤波器。分波道滤波器用于收信，起作用是将天线接收到的多波道信号分离，送往各波道相应的接收设备；并波道滤波器则用于将各波道发信设备输出的信号进行合并送往天线。多波道共用器的结构如图3-3所示。分、并波道滤波器在应用上是可逆的，因此统称为分波道滤波器。分波道滤波器一般由环形器和微波滤波器组成。滤波器可以分为波导型、同轴型或微带型等，一般情况下，工作频率较低时常采用同轴型，而较高时常采用波导型或微带型。以收信为例，分波道滤波器的工作过程为：由天线接收到的多波道信号送到第一个环形器的口，并从口输出，这时第一波道信号可从带通滤波器通过，被第一波道的收信机接收，而其它波道的信号被发射回第一个环形器的口，并经此环形器从口输出。当这些信号经过第二个环形器时，以同样的方式将第二波道信号送到第二波道的收信机，而将其余的信号反射回去，继续传向下一个环形器，剩余的信号均以同样的方法逐个被送到各自的收信机中，从而完成分波道的作用。3.3.2 收发共用器收发共用器 每一个微波站的设备都有接收和发送两套系统，为了节省设备，常使收发系统共用一副天线，这就需要用收发共用器来实现。通常的收发共用器有环形器和极化分离器两种类型。1采用环形器的收发共用器采用环形器的收发共用器通常用在收发采用同一频段的两个不同波道的设备中，其结构如图3-4（见上页所示。根据环形器的工作原理，当环形器的三个端口都匹配时，由发信机输出的信号从环形器的口进入，从口输出至天线，而不会从口输出进入接收设备；同样，由天线接收的信号从环形器的口进入，由口输出到接收设备，而不会从口输出到发信设备。这样就实现了收发共用一副天线，且收发通道之间是相互隔离的。在实际应用中，由于环形器的隔离性能一般只有2030dB，为了进一步减小收发之间的相互串扰，通常在环形器与收发信机之间分别接入一个以该路频率为中心频率的带通滤波器，该滤波器应具有较高的选择性。2采用极化分离器的收发共用器图3-5给出了采用极化分离器的收发共用器的结构图，它是利用无线电波的极化特性，将收发信微波处理成不同极化形式的相互正交的电磁波，利用其正交性来实现收发信号之间的隔离。例如若发信信号采用水平（或垂直）极化波，收信信号则采用垂直（水平）极化波。3.3.3 馈线馈线 馈线系统是指连接微波收发信设备与天线的微波传输线和有关的微波器件。微波通信系统中的馈线可分为同轴电缆型和波导型两种。同轴电缆由一根内导体和与其同轴的外导体构成，内导体多为铜线，外导体接地，有屏蔽作用，一般在3GHz以下的系统中采用。波导是一根矩形或圆形的中空导管，用于传输电磁波的能量，降低在高频段由集肤效应带来的损耗，一般在3GHz以上的微波系统中采用。圆波导馈线可以传输相互正交的两种极化波，所以与双极化天线相连时，只需一根即可。为保证微波系统的性能，馈线系统需要满足以下要求：（1）当在馈线上接入附加元器件时，应尽量降低反射损耗和插入损耗；（2）馈线的特性阻抗和通信的输入阻抗相匹配，以达到较低的驻波比；（3）尽量降低馈线上的传输损耗、反射损耗等各种损耗，提高传输电磁波的效率；（4）连接发射机的馈线不应向外辐射电磁能量，连接接收机的馈线不应损失应接收的能量圆波导型天馈线系统圆波导型天馈线系统返回图3-6是圆波导型天馈线系统示意图，其主要部件如下。（1）密封节：一般加在馈线系统的上下两端，用于防止潮湿的空气进入波导，以避免波导损耗的增加。（2）杂模滤除器：圆波导中传送的主模是H11模，当波导存在弯头等不连续处时就会产生高次模，又称杂模。杂模中的E01模与主模相近，不易分离，采用杂模滤除器可以滤除E01模。（3）极化补偿器：实际上是一个内壁圆度可以微调的波导段。在实际应用中，当圆馈线不是理想圆时，会使极化去耦特性变坏，采用极化补偿器进行校正，使其合成结果成为一个正圆形的波导。（4）极化旋转器：圆波导中传送的主模是H11模，在传输过程中容易使场型旋转一定的角度，从而使极化去耦特性变坏。如果在圆波导段内插入一块介质板，可以使该器件的某一极化入射波与介质板成一夹角，将该极化波分解成两个波，一个是平行于介质板的波E2（在介质中传播），另一个是垂直于介质板的波E1（空气中传播）。所以同一频率的两个分量的波导波长不同，相速也不同，利用两个分波相速的不同，使输出合成波比输入合成波旋转了一个角度，达到了极化旋转。（5）阻抗变换器：解决不同微波器件之间的阻抗匹配问题。（6）极化分离器：在微波通信系统中，通常收发共用一副天线，为了使收发信号互不干扰，采用了不同的极化方式，例如收信用垂直极化波，发信用水平极化波。极化分离器的作用就是把收信和发信这两个相互正交的极化波分开，使两者互不干扰。在使用同波道交叉极化传输时，也可以用它分离一个波道内的两个信号。3.3.4 天线天线 1天线的主要技术指标从电波传播的角度看，最重要的天线参数有增益、电压驻波比、旁瓣和后瓣电平、交叉极化鉴别度、波束宽度和机械上的稳定度。（1）增益增益是衡量天线性能的重要参数，它是指天线将发射功率向某一指定方向集中辐射的能力。一般把天线在最大辐射方向上的功率密度E2与理想的各向同性天线均匀辐射时的功率密度E02的比值，定义为天线的增益，即G=E2/E02从接收天线的角度看，也可以把增益理解为天线收取某一指定方向来的电磁波的能力，此时把增益定义为天线的有效接收面积与各向同性天线的接收面积的比值，即式中，Ae为天线的有效接收面积，A0=2/(4)为各向同性天线的接收面积，是波长。抛物面天线的增益G可表示成式中，是口径利用系数，一般取值在0.50.6之间，A是口径面积。（2）电压驻波比（VSWR）在数字微波天线系统中，由于对信号在通道内的反射干扰有相当高的要求，因此对天线设备在工作频带范围内的反射也提出了相应的要求，用反射系数或电压驻波比来表示。反射系数是指反射波与入射波的电压的比值，它与电压驻波比的关系是在对线性要求比较严格的大容量数字微波系统中，为了避免互调干扰，要求天线的电压驻波比越小越好。标准天线的电压驻波比一般在1.061.15，高性能天线的电压驻波比要求在1.041.06。（3）旁瓣及后瓣电平天线的方向图如图3-7所示，一般都呈花瓣状，故方向图常称为波瓣图。包含最大辐射方向的波瓣称为主瓣；背向最大辐射方向的波瓣称为后瓣；其它方向的波瓣称为旁瓣或副瓣。天线的方向图天线的方向图最大辐最大辐射方向射方向在频率规划和干扰的计算中，旁瓣和后瓣电平是很重要的参数，要求这两个电平尽量低，这样可以更加有效地利用频谱，并减小前后天线之间的串扰。一般说来，随着工作频率和天线直径的增加，天线的前后比也增加。（4）交叉极化鉴别度前面讲过，交叉极化鉴别度记作XPD，常以电平值表示，即XPD=10lg(PPX)式中，P是收端某波道接收的与发端相同极化的信号功率，PX是该波道收到的交叉极化干扰信号。XPD值越大，表示一种极化状态经传输变成正交极化状态的能量越小。这样就可以采用相同频率的水平和垂直极化波来传输信息，从而提高频带利用率。XPD在主瓣方向的值最大，对于4GHz、6GHz频段，要求XPD值大于40dB。（5）波束宽度天线的半功率波束宽度定义为当天线功率下降到最大辐射功率的一半时，两个方向间的夹角，也称为3dB带宽，其近似计算公式为波束宽度越小，天线辐射的能量越集中，即定向性能越好。但是，波束宽度的大小要从制造、安装、调整等几个方面考虑，不能认为波束越小越好，因为当气象条件变化时，传播方向要发生改变，大风也能引起天线摆动，这都会降低天线在通信方向上的实际增益。（6）机械上的稳定性由于微波天线都为面状天线，所以要求天线具有一定的机械稳定性，能够抗风、防冰雪等，因为天线的晃动、扭曲可以造成很大的信号衰减。2天线的工作原理微波通信中常用的天线有两种：抛物面天线和卡塞格林天线，它们都具有方向性好、增益高、损耗低的特点。（1）抛物面天线抛物面天线由辐射源和旋转抛物面两部分组成，其结构类似于探照灯，它是利用放置在抛物面焦点处的辐射源发射出的球面波，经抛物面反射后形成一个聚合的波束，并向指定的方向辐射电磁波。图3-8为抛物面天线的工作原理图。由数学证明可知，当点源安放在焦点F处时，由点源发射的球面波经过抛物面反射后可以形成沿抛物面基轴方向传播的平面波。因此，当辐射源位于抛物面的焦点时，由辐射源发射到抛物面的球面波经反射后形成一个平面等相位的辐射口面，并以此等相位辐射口面作为二次辐射源，产生一个高方向性的波束发射出去。抛物面天线工作原理图抛物面天线工作原理图（2）卡塞格林天线卡塞格林天线是从抛物面天线演变而来的，由三部分组成，即主反射器、副反射器和辐射源，如图3-9所示，其中主反射器为旋转抛物面，副反射器为旋转双曲面。在结构上，双曲面的右焦点与抛物面的焦点重合，双曲面的基轴与抛物面的基轴重合，而辐射源位于双曲面的左焦点上。卡塞格林天线的工作原理为当辐射器位于旋转双曲面的左焦点F1处时，由F1发出的射线经过双曲面反射后的射线就相当于是由双曲面的右焦点直接发射出的射线。因此只要使双曲面的右焦点与抛物面的焦点相重合，就可以使副反射面反射到主反射面上的射线被抛物面反射成平面波发射出去。卡塞格林天线工作原理图卡塞格林天线工作原理图相对于抛物面天线，卡塞格林天线将馈源的辐射方式由抛物面的前馈方式改变为后馈方式，这使天线的结构较为紧凑，制作起来也比较方便。从馈源的辐射来看，由于馈源到主反射器的传输距离变长，因此馈源的张角可以很小，这对于设计高性能的激励器比较有利。另外，卡塞格林天线可等效为具有长焦距的抛物面天线，而这种长焦距可以使天线从焦点至口面各点的距离近似于常数，因而空间衰耗对辐射器的影响较小，使得卡塞格林天线的效率比标准抛物面天线更高。3.4 系统噪声系统噪声 数字微波的信道噪声可分为四类：热噪声（包括本振噪声）、各种干扰噪声、波形失真噪声和外部噪声。热噪声主要是由传输设备中导体内部电子的热运动和电子器件中载流子的不规则运动所产生的；干扰噪声主要是由电波的多径传播、阻抗失配、电源波动以及其它波道信号的干扰所产生的；波形失真噪声是由传输设备的线性失真和非线性失真所产生的；外部噪声是由其它各种工业电气设备产生电火花引起的电磁干扰、雷电和云层放电所辐射的电磁干扰和宇宙间其它星系辐射的电磁干扰所产生的。数字微波中的噪声主要是热噪声和各种干扰噪声。3.4.1 热噪声热噪声 1电阻热噪声电阻热噪声电阻热噪声是电阻内自由电子的热运动产生的。当电子之间发生碰撞时会产生电流脉冲，这些电流脉冲是随机的，所处的环境温度越高，这种碰撞就越频繁，因此在电阻两端就表现出一个波形及其复杂的交流电压，这就是电阻热噪声。由于电阻热噪声是短脉冲形式的，所以它的频谱极宽，且 频 谱 是 连 续 均 匀 分 布 的，可 高 达 10121013Hz，几乎覆盖了所有大无线电频谱，所以又把这种噪声称为白噪声。电路中的晶体管内的结电阻和体电阻等也能产生热噪声。此外，晶体管内部载流子（电子或空穴）流的大小随机起伏变化可产生散弹噪声；极间电流分配的随机性可引起分配噪声。这些噪声都具有白噪声的频谱，并归为热噪声。2噪声系数噪声系数NF是衡量电子设备热噪声性能的参量，其定义为：在一定条件（标准室温T0=290K以及匹配状态）下，接收机、放大器或网络的输入信噪比与输出信噪比的比值，即式中，Pis，PiN分别是网络输入的额定信号功率和额定噪声功率；Pos，PoN分别是网络输出的额定信号功率和额定噪声功率。该式的物理意义是，由于网络本身噪声的存在，使网络输出信噪比变坏，噪声系数增大。所以噪声系数的大小，反映了网络内部噪声的大小。噪声系数NF是一个无量纲、大于1的值，只有网络为理想的无噪声网络时NF=1(0dB)将上式改写一下，可得到噪声系数的另一种表达式：式中，G为网络在匹配状态下的额定功率放大倍数，k=1.381023J/K为玻尔兹曼常数，T0=290K，B为等效噪声带宽，PiN=kT0B为噪声源的额定功率。该式的物理意义是，一个网络的噪声系数等于该网络实际输出额定噪声功率PoN与标准噪声源在网络输出端所产生的额定噪声功率GPiN的比值。3多级网络的总噪声系数一般说来，数字微波通信设备均由多级网络组成。如图3-10所示的是一个带宽相同（均为B）的二级网络串联而成的电路，在匹配状态下其额定功率增益分别为G1、G2；噪声系数分别为NF1、NF2；网络内部热噪声功率分别为PN1、PN2；噪声源的额定功率为kT0B。为了计算这个二级网络网络的总噪声系数，首先要求出网络2输出端（O2）的额定噪声功率PoN，它由下面三部分噪声功率叠加而成：（1）网络1的输入额定噪声功率PiN=kT0B，这个噪声功率反映到网络2输出端处的额定噪声功率为PoNi=G1G2kT0B（2）网络1本身产生的热噪声功率（先折算到网络1的输入端，再经传输）在网络2的输出端处的额定噪声功率为PoN1=G1G2(NF1-1)kT0B3）网络2本身产生的热噪声功率（先折算到网络2的输入端，再经传输）在输出端(O2)处的额定噪声功率为 PoN2=G2(NF2-1)kT0B将上述三部分噪声功率叠加，就是网络2输出端的总额定噪声功率，即 PoN=PoNi+PoN1+PoN2=G2kT0BG1NF1+(NF2-1)由噪声系数的计算公式和上式，可得网络总的噪声系数为同理，可推导出n级串联网络的总噪声系数为式中，NF1，NF2，为各级网络的噪声系数；G1，G2，为各级网络的额定功率增益。由上式可见，多级串联网络的总噪声系数主要决定于前几级，特别是第一级。因此，要求第一级的噪声系数要小，增益要高。对于一般微波收信机，第一级是无源输入回路（包括天线、馈线与滤波器），第二级是混频器，它们的增益是小于1的。这样，第三级前置中频放大器的噪声和增益对整机噪声性能的影响就很大。为了降低整个接收机的噪声，除了设法降低变频损耗、提高混频器的增益、选用低噪声的肖特基势垒二极管作混频器外，目前高质量的数字微波收信机都在混频器前加一级场效应晶体管低噪声高频放大器。对于含有微波低噪声高频放大器的接收设备，只要前置级具有足够高的功率增益，混频和前置中放的噪声性能又不特别差，则接收机的总噪声系数主要决定于微波低噪声放大器的噪声系数，由它的低噪声性能而使收信机整机的噪声系数得以降低。4收信机的热噪声收信机的热噪声可分两部分：1是由天线引入的2是收信机本身产生的。后者与电波衰落有关，衰落越严重，即收信电平越低，这种热噪声越严重。因此，为了保证收信机应有的信噪比，在总体设计时留有足够的衰落储备，就是为了应付后一种噪声.天线引入的噪声过程如下：天线时金属导体，其内部一定存在电子的热运动，就会产生热噪声。此外，天线还能收到周围空间环境辐射引起的热骚动噪声。若把天线视为信号源，并把天线引入的热噪声视为由信号源的噪声电阻所产生的，这样，当天线馈线系统与收信机匹配连接时，则天线、馈线系统送给收信机输入端的热噪声近似为kTB，其中T为环境温度。实际上，为了测试方便，一般所说的“接收机噪声系数”通常是指馈线与接收机设备连接处的噪声系数，它包括了收信机本身产生的热噪声和天线引入的噪声5本振源热噪声收发信机中，本振源也产生热噪声。对收发本振源而言，热噪声主要由寄生调相噪声和寄生调幅噪声组成。寄生调相噪声是指本振输出的相位随时间有起伏变化的成分，寄生调幅噪声是指本振输出的幅度随时间有起伏变化的成分。因为这些起伏变化都是随机的，所以可产生热噪声。在数字微波中，热噪声对信号干扰作用的分析，可以从两方面去理解：一是如模拟微波的分析那样，将固有热噪声与接收信号矢量相加，相互干扰，产生寄生调幅和寄生调相。寄生调相对微波调相信号的正常相位产生干扰而引起误码。这种分析方法易于理解，但在数学上难于实现。另一种分析方法是将热噪声与信号分别考虑，按信噪功率比或信噪电压比，用概率积分方法分析误码。这种分析方法在数学上容易实现，所以数字微波中，热噪声引起误码的分析都采用这种方法。3.4.2 各种干扰噪声各种干扰噪声 从干扰噪声的性质来看，基本上可以分为两大类：一类是馈线及分路系统造成的，例如回波干扰、交叉极化干扰等；另一类属于其它干扰，可认为是外来干扰，例如雷电产生的噪声等。1回波干扰在馈线及分路系统中，有很多波导元件，由于它们之间的连接处可能不理想而形成电波反射，因此在馈线及分路系统中，除主波信号外，还会有反射造成的回波。因回波与主波信号的振幅及时延不同，且回波叠加在主波信号之上，从而成为其干扰，这就是回波干扰。在中频系统，因中频电缆插头连接处不匹配也会产生回波干扰。2交叉极化干扰为了提高高频信道频谱利用率，而用同一个射频的两种正交极化波去携带不同波道的信息，这就是同频再用（交叉极化）方案。但因种种原因，这种同频的两个交叉极化波会彼此间产生耦合而形成干扰，例如天线馈线系统本生性能不完善及电波的多径传播等，都是造成交叉极化干扰的原因。3收发干扰在同一个微波站中，对某个通信方向的收信和发信通常是共用一副天线的。这样，发信支路的电波就可能通过馈线系统的收发共用器件（也可能通过天线端的反射）而进入收信机，形成收发支路间的干扰。这种干扰与微波射频频率配置方案有关，且与收发射频的频率间隔及收信系统的滤波特性关系较大。4邻近波道干扰在多波道工作时，发端或收端各波道的射频频率应留有一定的间隔，否则就会造成邻近波道干扰。2GHz的34Mbit/s数字微波设备邻近波道间隔为29MHz；6GHz的140Mbit/s数字微波设备邻近波道间隔为40MHz。在合理进行频率配置的情况下，波道间的频率相关性较小，很可能会出现本波道的主波信号有深度衰落，邻近波道（干扰波）没有衰落。为了保证这种情况下所需要的载噪比，就应考虑当发生深度衰落时，收发信的滤波器必须具有足够的抑制邻近波道干扰的能力。这里指的滤波器包括收发信微波滤波器、分路系统滤波器和收信机中频滤波器。天线间耦合产生的同频干扰天线间耦合产生的同频干扰 5天线系统的同频干扰由于天线间的耦合，会产生天线系统的多种干扰，图3-11(见上页)示出了二频制系统多种途径产生的同频干扰。图中的前背干扰是指向前方传播电波的一部分，绕过本发信天线到后方并形成干扰。有同一传播路径的前背干扰（路径1）、不同传播路径的前背干扰（路径2）、分支线路的前背干扰（路径3，又叫前对边干扰）。越站干扰是指越过两个中继站形成的干扰（路径4）。其它路径及其它方式的干扰是指交叉电路、模拟微波电路和卫星电路等造成的干扰（路径5）。3.5 数字微波通信系统的测试数字微波通信系统的测试 3.5.1系统指标的测试1误码率与收信电平的关系系统联测的方框图如图3-12(见下页)所示。用固定衰耗器和精密可变衰耗器串起来模拟等效空间损耗，可变损耗值应达到4550dB。首先调整可变衰耗器得到正常收信电平Pr，此时误码率Pe基本为0。增大收信电平，模拟上衰落，根据指标调到最大收信电平，这时误码率也应为0。然后从正常收信电平逐渐减小收信电平，模拟下衰落，每隔510dB测一次误码率，一直测到110-3为止。当可变衰耗器不十分准确时，应当使用已经校准过的AGC电压或电流与收信电平的关系曲线来查得改变衰耗时对应的收信电平，从而可以绘出误码率和收信电平的关系曲线。系统联测方框图系统联测方框图另外，也可以用间接法来测得误码率与收信电平的关系。把等效空间损耗调整到正常收信电平，在解调机的输入口串入中频加噪仪，模拟解调机输入载噪比的变化。中频加噪仪的比特率置于系统的比特率，改变Eb/N0，使误码率为110-10110-3各值。然后用下式换算出对应的收信电平。式中，F为收信机的噪声系数（dB），fb为系统比特率对应的时钟频率（MHz）。通过这个测试，与调制解调机单机测试得到的误码率Eb/N0对应的比较，可以知道微波机引入的恶化量。如Pe=110-4，调制解调机单机测得Eb/N0=10dB，系统测试时Eb/N0=10.7dB，则微波机引入的恶化量为0.7dB2特征曲线的测试数字微波系统抗频率选择性衰落的能力用特征曲线来表示。它是用一种专用的测试仪表衰落模拟器来模拟选频衰落的凹口频率及衰落深度。现行的衰落模拟器有静态测试和动态测试两种类型。静态测试是用人工调整不同的凹口频率和衰落深度，逐点测试，描出特征曲线；动态测试是用微机控制自动改变凹口频率及衰落深度，可以比较真实地模拟实际发生的选频衰落。一般在实际测试时用静态测试较多。衰落模拟器有中频与射频之分，下面以中频衰落模拟器为例来说明特征曲线的测试。特征曲线的测试方框图如图3-13所示。中频衰落模拟器串在微波收信机与解调机之间，调整可变衰耗器为正常收信电平，从低往高改变中频衰落模拟器的凹口频率，例如从55MHz每隔2MHz测一次，直至85MHz，每一个凹口频率处又改变凹口的衰落深度，直至误码率为110-3特征曲线测试方框图特征曲线测试方框图 返回把各凹口频率及其对应的衰落深度连成曲线即可得到特征曲线。可以知道，特征曲线包围的区域就是误码率为的区域，也就是中断概率大小的体现。特征曲线包围的面积越小，说明中断概率越小，即系统抗选频衰落的能力越强。采用自适应均衡器或空间分集后，特征曲线包围的面积越小。