基于NCP1396控制的LLC半桥串联谐振变换器的设计

基于NCP1396控制的LLC半桥串联谐振变换器的设计1 引言LLC谐振型开关变换器是一种具有工作频率高、损耗小、效率高、体积小等诸多优势的软开关变换器。其拓扑结构简单，可以在0100%全负载范围内轻松实现原边功率开关管的ZVS（Zero Voltage Switching，零电压开关）和次边整流二极管的ZCS（Zero Current Switching，零电流开关），且输入电压范围宽，可以满足全球通用的交流输入电压范围及频率范围。本文通过对半桥型LLC谐振变换器的工作原理进行分析，并对其频率特性、负载特性进行计算，得出了变换器的谐振元器件参数对其工作过程的影响。为此，设计了一款采用集成电路NCP1396为控制器件的半桥型LLC谐振变换器，其输出功率最大为240W。NCP1396以其控制简单、外围器件少等优点，被大量地应用于LLC串联半桥谐振变换电路中。文中深入探讨了变换器的主要构成及谐振器件的参数计算和选型，并给出实验样机的原边开关管测试波形、次边整流二极管测试波形及整机测试数据。通过对这些波形、数据的分析可知，该半桥型LLC谐振变换器设计合理、运行稳定，具有广阔的应用前景。2 LLC半桥串联谐振变换器工作原理LLC半桥串联谐振变换器的拓扑包括：方波发生部分、整流部分和谐振部分，其控制电芯片为NCP1396。LLC半桥串联谐振变换器拓扑示意图如图1所示：由图1可知，LLC半桥串联谐振变换器主要由以下元器件组成：原边功率开关管Q1和Q2;主变压器T1为中心抽头变压器，其励磁电感Lm作为LLC变换器的并联谐振电感;Lr是串联谐振电感，可以外加也可以利用变压器的漏感实现;Cr是谐振电容;次边为半桥全波整流二极管D1、D2及输出电容Co、负载RL。谐振型半桥LLC变换器的控制芯片的控制方式为PFM（Pulse Frequency Modulation，脉冲频率调制）模式，即按50%的占空比采用固定死区的互补脉冲频率调制控制方式来驱动Q1和Q2。次边通过全波整流二极管D1和D2与输出电容Co将变压器次边的感应电压整定为直流稳压输出，Cr、Lr和T1的励磁电感Lm组成谐振部分。变换器有fs、fm两个谐振频率，fs中Lm不参与谐振，fm中Lm参与谐振，fs、fm与谐振部分器件参数的关系分别如下：为使开关管工作在ZVS状态，LLC半桥串联谐振变换器的工作频率f应满足fm其中，Vg1、Vg2分别为Q1和Q2的控制信号;iLr、iLm分别为流过谐振电感和励磁电感的电流;iD为流过整流管的电流。在t0→t1阶段，谐振电流给Q1的寄生电容放电使Q1的漏源级电压为0，Q1实现ZVS，变压器原边为正向电压，次边整流二极管D1导通、D2截止，谐振电流iLr增加，变压器开始在次级输出电压。并联谐振电感Lm上的电压为nVo，n为变压器变比，即被输出电压Vo钳位。因此，在此阶段，变换器中只有Cr和Lr参与谐振，Lm在此过程中仅是恒压充电。在t1→t2阶段，在t1时刻iLr上升为0，开始由负变正，Q1开始正向导通，次边二极管D1导通，变压器原边电压仍被钳位在nVo，Lm在该电压下线性充电，不参与谐振。在该阶段，变换器是一个谐振电感Lr和电容Cr组成的串联谐振电路，能量由输入Vin传递到输出Vo。在t2时刻，Lr与Lm中电流相等。在t2→t3阶段，在t2时刻Lr中的电流与Lm中的电流相等，次边整流二极管D1电流变为零，D1与D2截止，变压器将输入输出隔离。Lm开始参与谐振，与Lr、Cr组成LLC谐振回路，输出电容Co放电，继续给输出负载RL供电。直到t3时刻，Q1的驱动电压Vg1为低电平，使Q1关断。在t3→t4阶段，因控制芯片死区时间设置，使得在t3时刻Q1与Q2均关断。由于Q1与Q2存在寄生电容，此时进入谐振电流给Q1的寄生电容充电、给Q2的寄生电容放电过程，Lm中的电流大于Lr中的电流，变压器的原边开始有电流流过，使次边二极管D2导通。在t4时刻，Q2的寄生电容放电完毕，其体二极管导通。之后各阶段原边开关管Q2的工作模式与Q1的工作模式相同。综上所述，谐振型LLC变换器的原边功率开关管Q1、Q2导通时，其漏源极间电压接近于零，因此Q1、Q2工作在ZVS状态。同时，该拓扑还具有以下优点：（1）电路简单，输入电压宽，在全输入范围内开关管的通态损耗和开关损耗较低。（2）输出全波整流二极管的电压应力低，故通态损耗也低，因此变换器的效率得到提高。（3）输出二极管没有反向恢复损耗，大大提高了变换器的效率。（4）Lm与Lr都可以用主变压器的励磁电感和漏感替代，方便磁集成，减小变换器的体积，降低寄生参数对电路的不利影响，在高频运行时电磁兼容问题变小。因此，该拓扑可以在高频及超高频场合中应用。3 NCP1396特点及功能NCP1396是安森美公司专门为半桥串联谐振拓扑所设计的一款谐振控制器，其典型应用电路如图3所示：其具有以下特点及功能：（1）频率范围宽：50500kHz，使电路设计具有很强的灵活性，驱动电压最高可达600V，最低频率可精确控制到3%。（2）空载时振荡频率可设置到100ns2s（使得电源耗能大为降低）、软启动响应可调，具有过热、过压保护。供电可超过20V、通过使能控制脚或开/待机控制实现电路启动或关闭，300A低电流启动能力。无需另外提供高压侧的辅助电源，由内部直接驱动后输出推动两个N沟道高压功率管Q1、Q2交替工作。（3）芯片内部集成了500kHz的压控振荡器，可将转换器安排在正确的工作区而避开谐振尖峰。芯片内置了可通过外部阻容器件选取来进行精确调整的最低开关频率振荡器。（4）控制芯片的死区时间可通过外接精密电阻实现调整，调整死区时间可以保证功率开关管Q1、Q2在0100%负载情况下轻松实现ZVS，并通过打嗝模式来降低变换器的待机功耗以及空载功耗。4 主要元器件参数计算及实验结果LLC半桥串联谐振变换器的核心元器件为谐振电容Cr、谐振电感Lr和励磁电感Lm。首先确定变换器的参数，然后再对Cr、Lr及Lm进行计算。设计一个输出功率Po为240W的变换器，其输入电压范围Vin为120420V，输出电压Vo为24V，输出电流Io为10A，预设谐振频率fs为100kHz，理论计算变压器匝比n为4.6，Lm与Lr的比值为4.9，品质因数Q为0.35。其中Lr与变压器集成，利用变压器的漏感。负载阻抗Rdc为：（3）由式（3）可得：Rdc=41.2Ω。谐振电容Cr为： （4）由式（4）可得：Cr=110nF。在实际工作中，取Cr=0.12F。谐振电感Lr为： （5）由式（5）可得：Lr=21.2H。励磁电感Lm=103.1H，Lr=21.2H。由式（1）、（2）可得：fs=104.2kHz，fm=43.05kHz。由以上计算可知，当实验样机电路中的工作频率为100kHz时，可确保NCP1396以及主变压器工作在高转换效率状态。当输出功率为240W时，功率管的ZVS波形如图4所示：其中，Vds为功率开关管漏源极波形;Vgs为栅极波形。从实测波形来看，当输出功率为240W时，功率管的驱动波形是在功率管两端电压变为零后才开始上升，这表明功率管实现了ZVS，开通损耗减小。变换器工作频率f在区域ffs时次边全波整流二极管电压波形如图5所示，在区域fm由图5可知，当变换器工作在大于谐振频率时，因二极管反向恢复导致二极管两端电压波形出现较大振荡，在振荡过程中D1、D2处于共导换流状态。当变换器工作频率小于谐振频率时，二极管振荡基本消除，实现自然换流无共导，从而实现ZCS。从图5、图6可知，当变换器工作频率小于谐振频率时，因次边整流二极管的ZCS使变换器的效率大大提高。在实验室条件下测试变换器样机，当输出功率为240W时，不同输入电压对应的效率如表1所示;当输入电压固定为300V时，负载变化对应的效率如表2所示。从表1数据来看，当输出恒定，变换器效率随输入电压升高而增加，当电压大于300V时效率略有降低，这是因为变换器工作频率在此输入电压范围内大于谐振频率，使得次边二极管出现ZCS丢失。由表2可知，当固定300V输入时，效率随输出功率增加而增加，整机一直保持在92%以上的高效率工作状态。5 结论通过对实验样机的测试波形和效率数据进行分析，再合理地对谐振参数进行调整，可以使研制的谐振型半桥LLC变换器实验样机在全输入电压范围及全负载范围内实现原边功率开关管的ZVS。由于变换器工作频率在大于谐振频率时，出现ZCS丢失而使效率略有下降，因此其性能还有一定的优化空间，尤其是在高、低极限电压输入和小功率输出时的效率还有待提高，才能达到绿色电源对节能环保的基本要求。参考文献：【1】 洪健，李可. 半桥串并联谐振变换器的分析与设计. 雷达科学与技术， 2000（1）： 48-54.【2】 闫子波. 基于LLC的半桥零电压开关谐振变换器. 电子技术应用， 2005（9）： 68-71.【3】 陈伟，王志强. 半桥LLC谐振变换器稳态建模及分析. 通信电源技术， 2008，25（4）： 17-19.【4】 朱立泓，方宇，张艳军，等. LLC谐振变换器参数设计. 电源技术应用， 2007，10（1）： 27-30.【5】 张超，管松敏，陈乾宏. 适于航空高压直流供电的1kW LLC全桥变换器. 电力电子技术， 2011，45（6）： 29-31.【6】 贾世江，彤连超. 半桥LLC谐振变换器的研究. 中国化工贸易， 2012，47（6）： 201-202.【7】 李旭升，张岱南，岑凯妮，等. 磁集成LLC谐振变换器的设计. 磁性材料及器件， 2012（4）： 44-48. 柏余，王荣，朱忠尼，等. LLC谐振变换器的谐振元件设计. 通信电源技术， 2013，30（1）： 1-4.