直接序列扩频系统

5.1直扩系统的组成与原理5.1.1组成与原理前面已经说过：所谓直接序列(DS)扩频，就是直接用具有高码率的扩频 码序列在发端去扩展信号的频谱。而在收端，用相同的扩频码序列去进行 解扩，把展宽的扩频信号还原成原始的信息。图5-1为直扩系统的组成与 原理框图。I 1，E .一-wwwwwi_I lWWWVWV图5-1在图5-1(a)中，假定发送的是一个频带限于fin以内的窄带信息。将 此信息在信息调制器中先对某一副载额fo进行调制(例如进行调幅或窄带 调频)，得到一中心频率为fo而带宽为2fin的信号，即通常的窄带信号。 一般的窄带通信系统直接将此信号在发射机中对射频进行调制后由天线辐 射出去。但在扩展频谱通信中还需要增加一个扩展频谱的处理过程。常用的一 种扩展频谱的方法就是用一高码率fc的随机码序列对窄带信号进行二相相 移键控调制见图5-1(b)中发端波形。二相相移键控相当于载波抑制的调幅 双边带信号。选择fc fo fin。这样得到了带宽为2fc的载波抑制 的宽带信号。这一扩展了频谱的信号再送到发射机中去对射频孔进行调制 后由天线辐射出去。信号在射频信道传输过程中必然受到各种外来信号的干扰。因此，在 收端，进入接收机的除有用信号外还存在干扰信号。假定干扰为功率较强 的窄带信号，宽带有用信号与干扰信号同时经变频至中心频率为中频七输 出。不言而喻，对这一中频宽带信号必须进行解扩处理才能进行信息解调。 解扩实际上就是扩频的反变换，通常也是用与发端相同的调制器，并用与 发端完全相同的伪随机码序列对收到的宽带信号再一次进行二相相移键 控。从图5-1(b)中收端波形可以看出，再一次的相移键控正好把扩频信号 恢复成相移键控前的原始信号。从频谱上看则表现为宽带信号被解扩压缩 还原成窄带信号。这一窄带信号经中频窄带滤波器后至信息解调器再恢复 成原始信息。但是对于进入接收机的变窄带干扰信号，在收端调制器中同 样也受到伪随机码的双相相移键控调制，它反而使窄带干扰变成宽度干扰 信号。由于干扰信号频谱的扩展，经过中频窄带通滤波作用，只允许通带 内的干扰通过，使干扰功率大为减少。由此可见，接收机输入端的信号与 噪声经过解扩处理，使信号功率集中起来通过滤波器，同时使干扰功率扩 散后被滤波器大量滤除，结果便大大提高了输出端的信号噪声功率比。这一过程说明了直扩系统的基本原理和它是怎样通过对信号进行扩频 与解扩处理从而获得提高输出信噪比的好处的。它体现了直扩系统的抗干 扰能力。综上所述，直扩系统的特点是：频谱的扩展是直接由高码率的扩频码序列进行调制而得到的。 扩频码序列多采用伪随机码，也称为伪噪声(PN)码序列。 扩频调制方式多采用BPSK或QPSK等幅调制。扩频和解扩的调制 解调器多采用平衡调制器，制作简单又能抑制载被。 模拟信息调制多米用频率调制(FM)，而数字信息调制多米用脉冲 编码调制(PCM)或增量调制(M)。 接收端多采用产生本地伪随机码序列对接收信号进行相关解扩， 或采用匹配滤波器来解扩信号。 扩频和解扩的伪随机码序列应有严格的同步，码的搜捕和跟踪多 采用匹配滤波器或利用伪随机码的优良的相关特性在延迟锁定环 中实现。 一般需要用窄带通滤波器来排除干扰，以实现其抗干扰能力的提 高。5.1.2直扩信号的波形与频谱任何周期性的时间波形都可以看成是许多不同幅度、频率和相位的正 弦波之和。这些不同的频率成分，在频谱上占有一定的频带宽度。单一频 率的正弦波，在频谱上只有一条谱线，而周期性的矩形脉冲序列，则有许 多谱线。任何周期性的时间波形，可以用富氏级数展开的数学方法求出它 的频谱分布图。现在以矩形脉冲序列为例来说明其间的关系。图5-2(a)中为一周期性 矩形脉冲序列f(t)的波形及其频谱函数An(f)。图 5-2 (a),(b),(c)图中E为脉冲的幅度，co为脉冲的宽度，To为脉冲的重复周期。设To = 5co,从图中可以看出f(t)的An(f)分布为一系列离散谱线，由基频fo 及其高次谐波组成。随着谐波频率的升高、幅度逐渐衰减。对于棱角分明 的波形，在理论上包含有无限多的频谱成分。不难证明，时间有限的波形， 在频谱无限的；相反，频谱有限的信号，在时间上也是无限的。但一般来说，信号的能量主要集中在频谱的主瓣内，即频率从0开始 到频谱经过第一个0点的频率为止的宽度内，称为信号的频带宽度，以Bf 表示。从数学分析可知，信号谱线间隔决定于脉冲序列的重复周期，即fo = 1/To。而信号频带宽度取决于脉冲的宽度，即Bo=1/w。在图5-2(b)中， 如果脉冲重复周期增加一倍，基频降低一半，谱线间隔也减少一 半，谱线密度增加一倍，此时Bfo不变。 如果脉冲重复周期不变，而脉冲宽度减少一半t1 = t0/2，则从图 5-2(c)可以看出，谱线间隔不变，但信号的频带宽度Bf1增加一倍。此外， 从图中还可以看出，无论是脉冲重复周期的增加，还是脉冲宽度的减少， 频谱函数的幅度都降低了。从上面的讨论中可以得出两个重要的结论：一是为了扩展信号的频谱，可以采用窄的脉冲序列去进行调制某一载 波，得到一个很宽的双边带的直扩信号。采用的脉冲越窄，扩展的频谱越 宽。如果脉冲的重复周期为脉冲宽度的2倍，即T = 2t，则脉冲宽度变窄对 应于码重复频率的提高，即采用高码率的脉冲序列。直扩系统正是应有了这一原理，直接用重复频率很高的窄脉冲序列来 展宽信号的频谱。二是如果信号的总能量不变，则频谱的展宽，使各频谱成分的幅度下降， 换句话说，信号的功率谱密度降低。这就是为什么可以用扩频信号进行隐 蔽通信，及扩频信号具有低的被截获概率的原故。5.2扩频码序列5.2.1码序列的相关性在扩展频谱通信中需要用高码率的窄脉冲序列。这是指扩频码序列的波形而 言。并未涉及码的结构和如何产生等问题。那么究竟选用什么样的码序列作为扩频码序列呢？它应该具备哪些基本性 能呢？现在实际上用得最多的是伪随机码，或称为伪噪声(PN)码。这类码序列最重要的特性是具有近似于随机信号的性能。因为噪声具有完全 的随机性，也可以说具有近似于噪声的性能。但是，真正的随机信号和噪声是不 能重复再现和产生的。我们只能产生一种周期性的脉冲信号来近似随机噪声的性 能，故称为伪随机码或PN码。为什么要选用随机信号或噪声性能的信号来传输信息呢？许多理论研究表 明，在信息传输中各种信号之间的差别性能越大越好。这样任意两个信号不容易 混淆，也就是说，相互之间不易发生干扰，不会发生误判。理想的传输信息的信 号形式应是类似噪声的随机信号，因为取任何时间上不同的两段噪声来比较都不 会完全相似。用它们代表两种信号，其差别性就最大。在数学上是用自相关函数来表示信号与它自身相移以后的相似性的。随机信 号的自相关函数的定义为下列积分：=|0,当*, 1 I常数，当r = oj式中f(t)为信号的时间函数，T为时间延迟。上式的物理概念是f(t)与其相对延迟的T的宣t -砂来比较：如二者不完全重叠，即 Z 0，则乘积的积分 览(砂为0；如二者完全重叠，即匚=0；则相乘积分后Wa(0)为一常数。因此，Va(T)的大小可用来表征f(t)与自身延迟后的宣t -T)的相关性， 故称为自相关函数。现在来看看随机噪声的自相关性。图5-3(a)为任一随机噪声的时间波形及 其延迟一段t后的波形。图5-3(b)为其自相关函数。当c = 0时，两个波形完 全相同、重叠，积分平均为一常数。如果稍微延迟一 t,对于完全的随机噪声， 相乘以后正负抵消，积分为0。因而在以t为横座标的图上Wa(T)应为在原点的 一段垂直线。在其他t时，其值为0。这是一种理想的二值自相关特性。利用 这种特性，就很容易地判断接收到的信号与本地产生的相同信号复制品之间的波 形和相位是否完全一致。相位完全对准时有输出，没有对准时输出为0。遗憾的 是这种理想的情况在现实中是不能实现的。因为我们不能产生两个完全相同的随 机信号。我们所能做到的是产生一种具有类似自相关特性的周期性信号。图5-3PN码就是一种具有近似随机噪声这种理想二值自相关特性的码序列。例如 二元码序列1110100为码长为7位的PN码。如果用+ 1, 1脉冲分别表示“l” 和“0”，则在图5-3(c)中示出其波形和它相对延迟t个时片的波形。这样我 们很容易求出这两个脉冲序列波形的自相关函数，如图5-3(d)中。自相关峰值 在t =0时出现，自相关函数在匕/2范围内呈三角形。匕为脉冲宽度。而其它 延迟时，自相关函数值为一1/7,即码位长的倒数取负值。当码长取得很大时，它就越近似于图5-3(b)中所示的理想的随机噪声的自 相关特性。自然这种码序列就被称为伪随机码或伪噪声码。由于这种码序列具有 周期性，又容易产生，它就是下面即将介绍的m序列，成为直扩系统中常用的扩 频码序列。扩频码序列除自相关性外，与其他同类码序列的相似性和相关性也很重要。 例如有许多用户共用一个信道，要区分不同用户的信号，就得靠相互之间的区别 或不相似性来区分。换句话说，就是要选用互相关性小的信号来表示不同的用户。 两个不同信号波形f(t)与g(t)之间的相似性用互相关函数来表示：如果两个信号都是完全随机的，在任意延迟时间 都不相同，则上式为0。 如果有一定的相似性，则不完全为0。两个信号的互相关函数为0,则称之为是 正交的。通常希望两个信号的互相关值越小越好，则它们越容易被区分，且相互 之间的干扰也小。5.2.1 m序列m序列是最长线性移位寄存器序列的简称。由于m序列容易产生、规律性强、 有许多优良的性能，在扩频通信中最早获得广泛的应用。顾名思义，m序列是由多级移位寄存器或其他延迟元件通过线性反馈产生的 最长的码序列。在二进制移位寄存器发生器中，若n为级数，则所能产生的最大 长度的码序列为2n 1位。现在来看看如何由多级移位寄存器经线性反馈产生周期性的m序列。图5 4(a)为一最简单的三级移位寄存器构成的m序列发生器。a的脉冲胃霍入 I 期出01 : 101. . - 111/ -.o(e)1Ji 以 Dj1L101!0*1J-oQB10101110图5-4图中Dl、D2、D3为三级移位寄存器，为模二加法器。移位寄存器的作用为 在时钟脉冲驱动下，能将所暂存的“1”或“0”逐级向右移。模二加法器的作用 为图中(b)所示的运算，即0十0 = 0, 0十1 = 1, 1十0 = 1, l十1 = 0。图(a) 中D2、D3输出的模二和反馈为D1的输入。在图(c)中示出，在时钟脉冲驱动下， 三级移位寄存器的暂存数据按列改变。D3的变化即输出序列。如移位寄存器各 级的初始状态为111时，输出序列为1110010。在输出周期为23 -1 = 7的码序 列后，D1、D2、D3又回到111状态。在时钟脉冲的驱动下，输出序列作周期性 的重复。因7位为所能产生的最长的码序列，1110010则为m序列。这一简单的例子说明：m序列的最大长度决定于移位寄存器的级数，而码的 结构决定于反馈抽头的位置和数量。不同的抽头组合可以产生不同长度和不同结 构的码序列。有的抽头组合并不能产生最长周期的序列。对于何种抽头能产生何 种长度和结构的码序列，已经进行了大量的研究工作。现在已经得到3 - 100 级m序列发生器的连接图和所产生的m序列的结构。例如4级移位寄存器产生的15位的m序列之一为111101011001000O同理 我不难得到31、63、127、255、511、l023位的m序列。一个码序列的随机性由以下三点来表征： 一个周期内“l”和“0”的位数仅相差1位。 一个周期内长度为l的游程（连续为“0”或连续为“l”）占1 /2,长 度为2的游程占l /4,长度3的游程占l /8。只有一个包含n个“l” 的游程，也只有一个包含（n1）个“0”的游程。“l”和“0”的游程 数相等。 一个周期长的序列与其循环移位序列远位比较，相同码的位数与不相 同码的位数相差l位。M序列的一些基本性质：在m序列中一个周期内“ 1”的数目比“0”的数目多l位。例如上述7位 码中有4个“1”和3个“0”。在15位码中有8个“l”和7个“0”。在表5 1中列出长为15位的游程分布。表 5 1111101011001000 游程分布游程长度（比特）游程数目所包含的比特数“1”的“0”的1224211430134104游程总数8合计15一般说来，m序列中长为R(1V R _忸”的位数令 p =A + D = 2n 1则：(L r=0 %)=/!IP设 n = 3, p = 23 1 = 7,则。：，1, T= 0R(f) = , j_ y* wo,它正是图5 3(d)中所示的二值自相关函数。m序列和其移位后的序列逐位模二相加，所得的序列还是m序列，只是相 移不同而已。例如1110100与向右移三位后的序列1001110逐位模二相加后的序列为 0111010,相当于原序列向右移一位后的序列，仍是m序列。m序列发生器中移位寄存器的各种状态，除全0状态外，其他状态只在m 序列中出现一次。如7位m序列中顺序出现的状态为111，110，101，010，100，001和011， 然后再回到初始状态111。m序列发生器中，并不是任何抽头组合都能产生m序列。理论分析指出， 产生的m序列数由下式决定：中(2n 1) / n其中由中(X)为欧拉数(即包括1在内的小于X并与它互质的正整数的个数)。 例如5级移位寄存器产生的31位m序列只有6个。现在让我们来讨论一下m序列的相关特性。前面已经提到过m5.2.3 Gold码序列m序列虽然性能优良，但同样长度的m序列个数不多，且序列之间的互相关 值并不都好。R - Gold提出了一种基于m序列的码序列，称为Gold码序列。这种 序列有较优良的自相关和互相关特性，构造简单，产生的序列数多，因而获得了 广泛的应用。如有两个m序列，它们的互相关函数的绝对值有界，且满足以下条件： - - 火3刃=2零+一板为奇数板中+侦为像数(术是U的倍数),r -re、h我们称这一对m序列为优选对。它们的互相关函数如图5-5(实线)，由小于某 一极大值的旁瓣构成。如果把两个m序列发生器产生的优选对序列模二相加，则 产生一个新的码序列，即Gold序列。图5 6(a)中示出Gold码发生器的的原理 结构图。图5-5图5-6(b)中为两个5级m序列优选对构成的Gold码发生器。这两个m序列虽 然码长相同，但相加以后并不是m序列，也不具备m序列的性质。图5-6Gold序列的主要性质有以下三点：Gold序列具有三值自相关特性，类似图5-5中的自相关与互相关特性。其 旁辩的极大值满足上式表示的优选对的条件。两个m序列优选对不同移位相加产生的新序列都是Gold序列。因为总共有 2n 1个不同的相对位移，加上原来的两个m序列本身，所以，两个m级移位寄 存器可以产生2n+1个Gold序列。因此，Gold序列的序列数比m序列数多得多。同类Gold序列互相关特性满足优选对条件，其旁瓣的最大值不超过上式的 计算值。在表22中列出m序列和Gold序列互相关函数旁瓣的最大值。JIrt=2*1E序硒序列互相关Gld序列 互相关 峰值心）tWH舟37250. 710- 71490* SG9531110. 359* 296G3K0- 3617&. 27712718410. 32170- 138，对14 1%0. 37330. 13g5111130. 22330, 0GW.10231嬲(L 376511204?2S70.1465d 03is4095144U07CL 34 129编从上表中明显的看出Gold序列的互相关峰值和主瓣与旁瓣之比都比m序列 小得多。这一特性在实现码分多址时非常有用。5.3 直扩信号的发送与接收在图5 l中所示出的直扩系统发送接收系统的原理方框中，在发端输入 信息要经过信息调制“扩频和射频调制”，在收端接收到的信号要经过变频、 解扩和信息解调。与一般模拟或数字通信系统比较，信息识别与解调、射频的上 变频和下变频，情况基本相同。直扩通信系统的主要特点在于直扩信号的产生，即扩频调制和直扩信号的接收， 即相关解扩。5.3.1扩频调制通过对扩频信号波形与频谱关系的分析和对PN码序列性能的了解，来说明 获得扩频信号的调制方法就比较容易了。一般说来，都是用高码率的PN码脉冲 序列去进行调制扩展信号的频谱的。通常采用的调制方式为BPSK，输入信号与PN码在平衡调制器调制而输出展 宽的扩频信号；图5-2中已经表示出直扩扩频调制的原理图。图中平衡调制器的 输出信号的中心频率位置决定于输入的载波频率，在这里是载频抑制的。而两个 边带则为展宽的频谱，它决定于调制PN码脉冲的宽度。PN码码率越高，或脉冲 宽度越窄，扩展的频谱越宽。那么这一扩频调制的原理是如何具体实现的呢？图5-7(a)中为一常见的二极管平衡调制器。它的作用原理是：左端上面输 入为正弦载波信号，下面输入的是PN码脉冲信号。4个二极管起作开关的作用。 当脉冲信号为正D2、D3导通，此时输出变压器中载波信号电流是向上的。脉冲 输入信号变负时，Dl，D4导通，此时输出变压器中载波电流是向下的。换句话 说，随着脉冲信号极性的不同，输出载波信号的相位改变180。因此，平衡调 制器起到了二相相移键控(BPSK)调制器的作用。输出正弦波相位改变的情况如图 5 7(b )中所示。平衡调制器的一个重要特性是输出的调制信号是载波抑制的。这对于扩频通 信是很重要的。无载波发射，既可节省功率，又可使扩频信号更加隐蔽，不易被 发觉。平衡调制器对两个输入信号来说相当于乘法器。如果载波信号用Acost 表示，脉冲信号用m(t)表示，则输出信号为二者乘积：Am(t)cosw t如果m(t)取值为土 1，则输出信号根据三角公式可分解为相位相差180。的 两个分量之和如图5 7(c)所示，它相当于只有两个边频而无载波。但在直扩系 统中，调制脉冲不是周期性的规则脉冲，而是PN码脉冲序列。m MliiID/bi图5-7在图5-2中已示出周期性的脉冲序列的频谱，而是呈(sinx/x)2型的分布。 因此，实际PN码调制载波获得的功率谱边呈(sinx/x)2型分布，如图5-8(a) 所示，它好像是分布为(sinx)/x2的噪声一样。图中这一波型是比较理想的平 衡调制器的波型。实际的平衡调制器，有时不能做到真正平衡。因此，可能出现 载波不能完全抑制，或调制的PN脉冲信号有泄漏，以及钟脉冲信号泄漏到输出 端的情况。图5-8(b)，(c)，(d)分别示出这三种情况的输出波形。当然，它们 都是我们所不希望的和应尽量想法避免的。图5-8除了 BPSK调制获得扩频信号外，还可以采用QPSK及MSK调制来进行扩频调 制。5.3.2相关解扩前面说了直扩系统在发端用PN码进行调制以扩展信号频谱。那么在收端又 如何解扩呢？也就是如何从频谱已经扩展的信号中把要传的基带有用信息解调 出来呢？一般采用相关检测或匹配滤波的方法来解扩。所谓相关检测，一个简单的譬喻就是用像片去对照找人。如果想在一群人中 去寻找某个不相识的人，最简单有效的方法就是手里有一张某人的照片，然后用 照片一个一个的对比，这样下去，自然能够找到某人。同理，当你想检测出所需 要的有用信号，有效的方法是在本地产生一个相同的信号，然后用它与接收到的 信号对比，求其相似性。换句话说，就是用本地产生的相同的信号与接收到的信 号进行相关运算，其中相关函数最大的就最可能是所要的有用信号。图5-2中已表示出基本的解扩过程。也就是在收端产生与发端完全相同的 PN码，对收到的扩频信号，在平衡调制器中再一次进行二相相移键控调制。在 图5-1(b)中可以看出发端相移键控调制后的信号在收端又被恢复成原来的载 波信号。当然一个必要的条件是本地的PN码信号的相位必须和收到的相移后的 信号在相移点对准，才能正确地将相移后的信号再翻转过来。由此可见，收发两 端信号的同步十分重要。下面我们将进一步较详细地加以讨论。另外从图5-2(b)中的频谱图上也可以看出，平衡调制器把收到的展宽的信 号解扩成信息调制的载波。最后经带通滤波器输出。以上所述就是所谓的相关解 扩过程。通常为了处理方便，大多在中频进行。也就是接收到的扩频信号，先在 变频器中先变换到中频，再进入到平衡调制器中解扩。其后接中频带通滤波器输 出。有时为了避免强干扰信号从平衡调制器的输入端绕过它而泄漏到输出端去， 可以来用外差相关解扩，如图5-9所示。图5-9本地产生的PN码先与本地振荡器产生的与接收信号差一个中频信号的本地 振荡信号在下面一个平衡调制器进行调制，产生本地参考信号。它是一个展宽了 的信号。然后，此本地参考信号与接收的信号在上面一个平衡调制器调制成中频 输出信号。这时平衡调制器实际上起的是混频器的作用。由于它的输入信号与输 出信号不同，也就不会发生强干扰信号直接绕过去的泄漏了。并且后面还有一个 中频带通滤波器，可以起到滤除干扰的作用。相关解扩过程对扩频通信至关重要。正是这一解扩过程大大提高了系统的抗 扰能力。图5-10(a)示出一直扩接收机的简化框图。输入信号除直扩信号外，还有 连续载波干扰和宽带信号干扰。图5-10(b)中示出三种信好的处理过程。由于解扩相关器对连续载波起作扩频的作用，把它变换成展宽的直扩信号。同理，对 输入的不是相同PN码调制的宽带信号也进一步展宽2倍。这两种信号经窄带滤 波器后，只剩下一小部分干扰信号能量。与解扩出的信息调制载波相比较，输出 的信噪比大大提高了。由此可见，频带展得越宽，功率谱密度越低，经窄带滤波 后残余的干扰信号能量就更小了。这里也可以看出，在接收端，窄带滤波器对提 高抗干扰性起作很关键的作用，因而在实际应用中，对其性能指标的要求也就很 严格。号干扰一一处理后的千权关罪辎出带通港楂费植出mpjfinTnihvnT图 5-10 相关解扩在性能上固然很好，但总是需要在接收端产生本地PN码。这一点有时 带来许多不方便。例如，解决本地信号与接收信号的同步问题就很麻烦，还不能 做到实时把有用信号检测出来。因为匹配滤波和相关检测的作用在本质上是一样 的，我们可以用匹配滤波器来解扩直扩信号。所谓匹配滤波器，就是与信号相匹配的滤波器，它能在多种信号或干扰中把 与之匹配的信号检测出来。这同样是一种“用相片找人”的方法。对于视频矩形 脉冲序列来说，无源匹配滤波器就是抽头延迟线上加上加法累加器。有时称为横 向滤波器，其结构如图5 11(a)所示。-孔.电，闩图 5 11但SAW匹配滤波器制作有一定难度。主要是插入损耗较大，且工艺要求很严， 特别是在码位长时。一般情况，根据PN码序列结构做成固定的抽头，它就不能 适应码序列需要改变的情况。如果在输出端加上控制电路，也可做成可编程的 SAW匹配滤波器。这样应用起来就很方便，但制作起来就更困难了，要求有VLSI 制作艺的精密度。5.3.3射频系统上面详细讨论了扩频调制和相关解扩的问题。但是直扩系统总是离不开发射 机把信号通过天线辐射出去，也离不开天从空间收到的信号经接收机再进行处 理。射频系统就是指的发射机相接收机而言。现在的问题是常规的窄带通信系统 的收发信机能不能用在直扩系统呢？回答是否定的。不应忘记直扩信号是宽带信 号。直扩系统就必须具有适应这种宽带PN码信号的特点。下面就是一些直扩射 频系统的特点。直扩发射机常见时中频是70MHz，此时调制信号的带宽不超过20MHz。射频 频率由中频变频得到，而不用倍频。因为倍频能使相位关系产生变化，会改变或 甚至完全去掉DS调制。对于末级功率放大器，则要求其要有足够的带宽，以允 许直扩信号可以顺利的通过。保持线性放大当然是希望的，但要求并不十分严格， 因相位特性非线性不致引起大的问题。射频系统阻抗匹配很重要，特别要注意使电压驻波比达到一定的要求，因为 在宽带运用时频率范围很广，驻波比会随频率而变，应使阻抗在宽度范围内尽量 匹配。直扩接收机的问题要复杂一些，因为除有用宽带信号外，还存在其他干扰信 号。直扩系统接收机的线性很重要，限幅会引起6dB信噪比的损失。从接收机前 端到相关器要求保持线性，不仅在信号范围内，也包含干扰。自动增益控制只能 部分地解决问题。通常应尽量把相关器靠近前端，使相关器前高电平级尽量的少， 这样做的结果也降低了对本振信号电平的要求。另外，一般认为接收机前端最好 能复盖整个宽频带，用改变本振频率经混频得到固定的中频信号。但由于干扰信 好的存在，这会导致大量的干扰信号落入中频通带内，故一般最好不用宽带放大。 一个理想的直扩接收系统应使有用信号得到放大，而干扰信号被滤除。故接收机 前端应调谐在PN码钟率的两倍。当然，实际上有多种接收机的结构可供我们选 择。5.4 直扩系统的同步5.4.1同步原理任何数字通信系统都是离散信号的传输，要求收发两端信号在频率上 相同和相位上一致，才能正确地解调出信息。扩频通信系统也不例外。一个相干 扩频数字通信系统，接收端与发送端必须实现信息码元同步、PN码码元和序列 同步和射频载频同步。只有实现了这些同步，直扩系统才能正常的工作。可以说 没有同步就没有扩频通信系统。同步系统是扩频通信的关键技术。在上述几种同步中，信息码元时钟可以和 PN码元时钟联系起来，有固定的关系，一个实现了同步，另一个自然也就同步 了。对于载频同步来说，主要是针对相于解调的相位同步而言。常见的载频提取 和跟踪的方法都可采用，例如用跟踪锁相环来实现载频同步。因此，这里我们只 重点讨论PN码码元和序列的同步。一般说来，在发射机和接收机中采用精确的频率源，可以去掉大部分频率和 相位的不确定性。但引起不确定性的因素有以下一些：收发信机的距离引起传播的延迟产生的相位差；收发信机相对不稳定性引起的频差；收发信机相对运动引起的多普勒频移；以及多径传播也会影响中心频率的改变。因此，只靠提高频率源的稳定度是不够的，需要采取进一步提高同步速率和 精度的方法。同步系统的作用就是要实现本地产生的PN码与接收到的信号中的PN码同 步，即频率上相同，相位上一致。同步过程一般说来包含两个阶段：(1) 接收机在一开始并不知道对方是否发送了信号，因此，需要有一个搜捕 过程，即在一定的频率和时间范围内搜索和捕获用信号。这一阶段也称为起始同 步或粗同步，也就是要把对方发来的信号与本地信号在相位之差纳入同步保持范 围内，即在PN码一个时片内。(2) 一旦完成这一阶段后，则进入跟踪过程，即继续保持同步，不因外界影 响而失去同步。也就是说，无论由于何种因素两端的频率和相位发生偏移，同步 系统能加以调整，使收发信号仍然保持同步。图5 13为同步系统搜捕和跟踪原 理图。. 接,亘当,遍客十一.调理.-J f : lh援*m杵H- . .- =I. ： | 7 . j.时辩发生籍H 压蛟昔；1 弱卜图 5 13接收到的信号经宽带滤波器后，在乘法器中与本地PN码进行相关运算。此 时搜捕器件，调整压控钟源，调整PN码发生器产生的本地脉序列伪重复频率和 相位，以搜捕有用信号。一旦捕获到有用信号后，则起动跟踪器件，由其调整压 控钟源，使本地PN码发生器与外来信号保持同步。如果由于采种原因引起失步， 则重新开始新的一轮搜捕和跟踪过程。因此，整个同步过程，是包含搜捕和跟踪两个阶段闭环的自动控制和调整过 程。5.4.2起始同步：搜捕搜捕的作用就是在频率和时间（相位）不确定的范围内捕获有用的PN码信号 使本地PN码信号与其同步。由于解扩过程通常都在载波同步之前进行，载波相 位在这里是未知的。大多数搜捕方法都利用非相干检测。所有的搜捕方法的共同特点是用本地信 号与收到的信号相乘（即相关运算），获得二者相似性的量度，并与一门限值相比 较，以判断其是否捕获到有用信号。如果确认为捕获到有用信号，则开始跟踪过 程，使系统保持同步。否则又开始继续搜捕。下面介绍三种常用的搜捕方法：（1）滑动相关搜捕法当收到的PN码序列与本地PN码序列的钟频不同时，在示波器上可以看到两 个序列在相位上相互滑动。这种滑动动过程就是两个码序列逐位进行相关检测的过程。总有一个时候，两个序列的相位会滑动到一致的时候。如果这时能使滑动 停止，则完成了搜捕过程，可以转入跟踪过程，达到系统同步。图5 14(a)为 滑动相关器的方框图。图5 14(b)为滑动相关器的流程图。搜索控融忡接收到的信号与本地PN码相乘后再积分，即求出它们的互相关值，然后在 门限检测器中某一门限值比较，以判断是否已捕获到有用信号。这里是利用PN 码序列的相关特性，当两个相同的码序列相位上一致时，其相关值有最大的输出。 一旦确认搜捕完成，则搜捕指示信号的同步脉冲控制搜索控制钟，调整PN码发 生器产生的PN码的重复频率和相位，使之与收到的信号保持同步。由于滑动相关器对两个PN码序列是顺序比较相关的，所以这种方法又称为 顺序搜索法。由于滑动相关器简单，应用很广。它的缺点在于当两端PN码钟频 相差不多时，相对滑动速度很慢，导致搜索时间过长。现在常用的一些搜索方法大多在此法的基础上，采取一些措施来限定搜索范围或加快搜捕的时间，从而 改善其性能。(2)序贯估值搜捕法为了解决长码搜捕时间过长的问题，一种快速搜捕的方法称为序贯估值器搜 捕法，图5 15为其原理方框图。如何才能缩短本地PN码与外来PN码在相位取得一致所需的时间呢？一个简单的办法是把收到PN码序列直接注入到本地码发生器的移位寄存器 中，强迫改变各级寄存器的起始状态，使其产生的PN码刚好与外来码相位一致， 则系统可以立即进入同步跟踪状态。图5 15中示出，从收到的码信号中，先把 PN码检测出来，通过开关“ 1”进入到n级PN码发生器的移位寄存器中。待整 个码序列全部进入填满后，开关接通“2”。所产生的PN码与收到的码信号在相 关器中进行相关运算，所得结果在比较器中与门限比较。如未超过门限，则继续 上述过程。如超过门限，则停止搜索，系统转入跟踪状态。在最理想的情况下，搜捕时间Ts =nTc, Tc为PN码片时间宽度。这个方法 搜捕时间虽然很快，但问题之一是它的先决条件是对外来的PN码先要进行检测 出后才能注入移位寄存器。做到这一点有时是困难的。问题之二是此法对噪声和干扰很脆弱，因是一个时片一个时片进行估值和判决的，并未利用PN码的抗干 扰特性。但无论如何，在无敌对干扰的条件下，仍有良好的快速起始同步性能。(3) 匹配滤波器搜捕法因为匹配滤波器有识别码序列的功能，可以利用它进行快速捕获。图5-16 示出几种匹配滤波器。播蚌号门w昂件DLC；S；M平市fl：-棋微曙图 5-16每个延迟元件的延迟时问等于码的时钟周期。由于输出是多级输出的累加结 果，如有n级，则处理增益为Gp = 10log。上述匹配滤波器可在中频或基带进行，即带通型匹配滤波器及低通型匹配滤 波器。前者互可用无源的SAW器件，后者则可由数字集成电路，如移位寄存器构 成。显然，PN码越长，级数越多，Gp越高。但其长度受工艺、功耗、材料等限 制。匹配滤波器工作性能的好坏，决定元件延迟时间是否准确，能否与时钟 周 期匹配。如有失配情况，则影响同步质量。SAW卷积器是另一种匹配滤波器的类型。图5 17为其结构示意图。因它可 以起到可编程匹配滤波器的作用，现已受到广泛的重视。图 5 17我们知道，两个信号的频谱函数的相加，相当于两个信号时间函数的卷积。 因此，可以利用卷积运算的器件来代替相关器或匹配滤波器进行信号的检测或搜 捕。SAW卷积器也是在压电材料的衬底基片上印制出叉指换能器，两个输入和一 个输出。一端输入收到的信号，另一端输入本地参考信号。因要进行卷积运算， 参考信号应是输入信号在时间上的镜像。两个电输入信号引起压电材料的振动， 以声波速率相对传播。当输入信号频率与基片振动频率共振时，可以在输出端获 得最大的共振峰值。正如池塘里两个波源引起的水波的传播一样，在共振时可获 得最大的波峰。SAW卷积器由于没有固定抽头的限制，可以任意改变本地参考信 号的码型，起到可编程的作用，使用比较灵活。它的处理增益可达40dB，但其 长度和动态范围受到一定的限制。可用AGC以限制输入信号的动态范思。另一个 缺点是插入损耗较大，需要增加中频放大器方能把信号检出。5.4.3保持同步：跟踪当捕获到有用信号后，即收发PN码相位差在半个时片以内时，同步系统转 入保持同步阶段，有时也称为细同步或跟踪状态。也就是无论什么外界因素引起 收发两端PN码的频率或相位偏移，同步系统总能使接收端PN码跟踪发端PN码 的变化。显然，跟踪的作用和过程都是闭环运行的。当两端相位发生差别后，环 路能根据误差大小进行自动调整以减小误差。因而同步系统多采用锁相技术。跟踪环路可分为相干与非相干两类。前者是在确知发端信号的载波频率和相 位情况下工作的。后者则在不确知的情况下工作。大多数实际情况属于后者。常 用的跟踪环路是延迟锁定环和c一抖动环两种。它们都是属于提前一迟后类型的 锁相环。锁相环的作用由收到的信号与本地产生的两个相位差(提前及延后)的信 号进行相关运算完成。延迟锁定环是采用两个独立的相关器，而c一抖动环则采 用分时的单个相关器。图5-18(a)示出一种工作在中频的非相干DS扩频信号BPSK调制的延迟锁 定环。它是由两个支路并连的相关器构成的锁相环路。输APN码信号分别与本 地产生的延迟相差1个比特的PN码进行相关运算。这两个相互延迟1比特的 PN码序列可由PN码发生器的相邻的两级移位寄存器分别引出。相关器由乘法器 (即平衡调制器)、带通滤波器和平方律包络检波器组成。按照PN码相关特性。 输入信号与本地PN码的相关特性应为三角波。但由于两个相关支路本地PN码相 差1比特，两个三角波的峰值也相差一比特。两个三角波经相加器反相合成以后 则成为一S形曲线。此即锁相环的鉴相特性。图5-18(b)为这些曲线构成情况。S曲线表明，如果收到的信号与本地PN 码相差有提前或延后，则加法器输出为正的或负的电压。此电压经环路滤波器后 去控制本地压控振荡器VCO。它再去调整PN码钟发生器，使PN码发生器产生的 PN码的频率与相位跟踪外来PN码信号的变化。这就是延迟锁定环的基本工作原 理。在正常情况，本地振荡器被锁定在S曲线的0点。两端有相差后再进行调整。此时本地PN码与外来PN码信号相差1/2时片。所以从移位寄存器末级取出的PN码序列经过1 / 2时片延迟后可以作为解码相关器支路的本地PN码参考信号， 它正为与收到的信号相位一致。第三支路经信息数据解调器输出有用信息。W曜割ft定埒图 5-18图5-19(a)示出一种跟踪作用相同，但结构上只用一个相关器的较为简化 的T 一抖动环。但它多了一个T 一抖动信号发生器。T 一抖动信号为一正负方波。 用此方波去控制压控钟源使PN码发生器产生的本地PN码在相位上有一个提前或 迟后，从而使相关器输出有一附加的振幅调制。图5-19(b)为其相关特性。在两端码相位一致时，工作在相关特性的峰值 处。此时附加的抖动电压，工作在“3”位置，经环路滤波输出附PN码超前或迟 后，则抖动电压工作在“1”或“2 ”位置。此时产生的附加电压A为“ 一 ”或“十”， 由其控制压控钟源的频率及相位使本地PN码跟踪接收到的PN码的变化。故t一抖动环的作用与延迟锁定环是相同的。如果PN码的附加调制只有l/5 - 1/10时片，则t 一抖动环的跟踪误差只比延迟锁定环大1 - 2 dB。图 5-19应该指出的是，延迟锁定环和t一抖动环不仅能起跟踪作用，如果应用滑动 相关的概念，使本地VCO 一开始与接收信号有一定的频差，也能起到搜捕的作用。 此外，另加一相关器，还可以起到解码的作用。最后，上述情况充分说明，同步系统与扩频方式、扩频码、信息调制与解调、 扩频调制与相关解扩都有直接关系。它的性能好坏影响整个系统的可靠性和适用 性，以及功能和性能指标。因此，可以说同步系统在直扩系统中起着核心的作用5.5 直扩系统的性能5.5.1直扩系统的抗干扰性直扩系统最重要的应用就是在军事通信中作为一种具有很强抗干扰 性的通信手段。在实际中我们遇到的干扰主要有下面几种：宽带噪声干扰、部 分频带噪声干扰、单音及多音载频干扰、脉冲干扰等。图5-20是这几种 干扰的频谱图。图 5-20现把直扩系统对这几种干扰信号的抗干扰性简述如下:H L 3 I图 5-21对于宽带噪声，在图5 21(a)示出，经过解扩中与本地PN相乘以后相关输出仍然是宽带噪声，且噪声功率谱密度不变。但是经窄带滤波的作 用后，输出信息的信噪比，仍改善了处理增益的分贝数。故直扩系统有足 够高的Gp时，对宽带噪声是有很好的抗干扰作用的。对于部分频带噪声干扰，由于能量相对集中，对直扩系统的危害比宽 带噪声要大一些。换句话说，直扩系统对其抗干扰性低于对宽带噪声的抗 干扰性。对于单频及多频载波干扰，图5-21(b)和(c)示出其解扩处理情况。 干扰信号被展宽成(sinx/x)2形状的频谱。经带通滤波器滤除大量干扰。故 直扩系统对这类干扰有很好的抗干扰性。多频时为单频时几个干扰信号能 量的叠加而已。对于脉冲干扰，由于能量在时间上相对集中，类似于部分频带干扰时 能量在频谱上相对集中，对直扩系统的危害较大。故对这类干扰的抗干扰 性较差。在实际应用中，应根据干扰情况，确定直扩系统的处理增益和其他参 数，使之达到可靠通信的程度。5.5.2直扩信号的抗截获性截获敌方信号的目的在于： 发现敌方信号的存在， 确定敌方信号的频率， 确定敌方发射机的方向。理论分析表明，信号的检测概率与信号能量与噪声功率谱密度之比成正 比，与信号的频带宽度成反比。直扩信号正好具有这两方面的优势，它的 功率谱密度很低，单位时间内的能量就很小，同时它的频带很宽。因此， 它具有很强的抗截获性。如果满足直扩信号在接收机输入端的功率低于或与外来噪声及接收 机本身的热噪声功率相比拟的条件、则一般接收机发现不了直扩信号的存 在。另外，由于直扩信号的宽频带特性，截获时需要在很宽的频率范围进 行搜索和监测，也是困难之一。因此，直扩信号可以用来进行隐藏通信。 至于如何发现敌方直扩信号的存在，和弄清楚其参数，即直扩信号的检测与估值问题。5.5.3直扩码分多址通信系统多址通信系统指的是许多用户组成的一个通信网，网中任何两个用户 都可以通信，而且许多对用户同时通信时互不不扰。应用直扩系统就很容 易组成这样 一个多址通信系统（网）。具体的做法是给每一个用户分配一个PN码作为地址码。首先，利用 直扩信号中PN码的相关特性来区分不同的用户，每个用户只能收到其他 用户按其地址码发来的信号，此时自相关特性出现峰值，可以判别出是有 用信号。对于其他用户发来的别的信号，因PN码不同时互相关值很小， 不会被解扩出来。其次，利用直扩信号中频谱扩展，功率谱密度很低，因 此可以有许多用户共用同一宽频带。此时相互之间干扰很小，可以当作噪 声处理。另外，每个用户平占用的频宽很窄，相对说来，频谱利用率也是 高的。实现直扩码分多址通信值得注意的问题有：一是要选择有优良互相关特性的码。一般多采用有二值或三值相关特性的码作为地址码。同时还需要有一 定的数量。Gold码就可以作为地址码来用，它既有较优良的相关特性，也 有足够的数量可供选。其二是要注意克服“远一近”问题。所谓“远一近”问题指的是距离近的用户的信号强，它会干扰距离远 的弱信号的接收。解决的办法是采用自动功率控制，自动调节各用户的发 射功率，使达到接收机时各用户信号功率基本相等，也就是满足接收机输 入端等功率的条件，才能正确地区分有用信号。其三是同时通话的用户数，决定于整个网内的噪声水平。因此，直扩码分多址系统是一种噪声受限的系统。随着用户数的增加， 通信质量逐渐变坏。5.5.4直扩系统的抗多径干扰性能多径信道就是发射机和接收机之间电波传播的路径不止一条。例如由 于大气层的反射和折射，以及由于建筑物等对电波的反射都是形成多径信 道的原因。不同的传播路径使电波在幅度上衰减不同，到达时间的延迟也 不同。直扩系统能够同步锁定在最强的直达路径的电波上。其它有延迟到达 的电波，由于相关解扩的作用，只起到噪声干扰的作用。这就是利用PN 码的自相关特性，只要延迟超过半个PN码时片，其相关值就很小，可作 为噪声来对待。另外，如果采用不同时延的匹配滤波器，把多径信号分离 出来，类似梳状滤波器(RAKE)的作用那样，还可以变害为利，将这些多径 信号在相位上对齐相加，起到增加接收信号能量的作用。因此，直扩系统是一种有效的抗多径干扰的通信系统。5.5.5直扩测距定时系统直扩系统的发展是从测距开始的。电磁波在空间是以固定的光速传播 的。如果测定了电波传播的时间，也就测定了距离。用直扩信号来测取和定时有独特的优点。当采用一个较长周期的PN 码序列作为发射信号、用它于目的地反射回来或转发回来的PN码序列的 相位进行比较，即比较两个码序列相差的时片数，就可以看出其时间差， 也就能换算出发射机与目的地之间的距离。不难把码片选得很窄，即码的 钟速率很高，则可以高精度的测距与定时，基本的分辨率即一个码片。此外，有了精确的测距的定时系统，不难形成一个精确的定位系统； 按照简单的几何关系，已知两个点的位置(座标)和距离，及其在某一平面 上分别与第三点的距离，也就能确定第三点的座标位置。