无线传输信道的特性

通信工程专业研究方法论无线传输信道的特性学院：电子信息工程学院专业：通信工程班级：学号：学生：指导教师：毕红军2014 年 8 月目录一、引言：2二、无线电波传播频段及途径32.1 无线电波频段划分32.2 无线电波的极化方式42.3 传播途径4三、无线信号的传播方式53.1 直线传播及自由空间损耗53.2 反射和透射63.2.1斯涅尔（Snell）定律63.2.2 d 4功率定律 73.2.3 断点模型83.3 绕射 93.3.1 单屏或楔形绕射93.3.2 多屏绕射103.4 散射 12四、窄带信道的统计描述144.1 不含主导分量的小尺度衰落144.2 含主导分量的小尺度衰落164.3 多普勒谱164.4 大尺度衰落17五、宽带信道的特性185.1 多径效应对宽带信道的影响185.2 多普勒频移对宽带信道的影响21六、总结22七、参考文献23一、引言：各类无线信号从发射端发送出去以后，在到达接收端之前经历的所有路径统称为信 道。如果传输的无线信号，则电磁波所经历的路径，我们称之为无线信道。信号从发射 天线到接收天线的传输过程中，会经历各种复杂的传播路径，包括直射路径、反射路径、 衍射路径、散射路径以及这些路径的随机结合。同时，电波在各种路径的传播过程中， 有用信号会受到各种噪声的污染，因而会出现不同情形的损伤，严重时会使信号难以恢 复。无线信号在传播时，不仅存在自由空间固有的传输损耗，还会受到建筑物、地形等 的阻挡而引起信号功率的衰减和相位的失真，这种衰减还会由于移动台的运动和信道环境的改变出现随机的变化。下面将讨论无线传输信道的主要特性。二、无线电波传播频段及途径2.1无线电波频段划分波段名称频段名称缩 写波长范围频率范围传播距离可用带 宽主要用途极长波极低频10000010000km330Hz超长波超低频100001000km30300Hz无线电导航特长波特低频ULF1000100km3003000Hz甚长波甚低频VLF10010km330kHz数千公里极有限长距离无线电导航长波低频LF100001000m30300kHz数千公里很有限长距离无线电导 航、电报中波中频MF1000100m3003000 kHz几千公里适中中等距离广播、 水上移动短波高频HF10010m330MHz几千公里宽全球广播、移动 通信、电报超短波甚咼频VHF101m30300MHz几百公里 以内很宽短中距离移动、 个人通信、导航、 调频广播、电视微 波分米波特咼频UHF101dm3003000MHz100公里以内很宽厘米波超咼频SHF101cm330GHz30公里很宽毫米波极高频EHF101mm30300GHz20公里很宽短中距离移动、 个人通信、微波 通信亚毫 米波至咼频10.1mm3003000GHz卫星电视、广播 通信现代的数字通信系统频谱主要集中在300KHZ到5GHz之间，尤其是500KHz到2GHz之间的频段使用更密集，比如 GSM 系统使用的是 900MHz 和 1800MHz， WCDMA 系统使用的是1940MHz1955MHz 和 2130MHz2145MHz。2.2无线电波的极化方式电磁波是一种横波，其“电场矢量”、“磁场强度矢量”和“波的传播方向”三者之间“两 两互相垂直”。常用“电场强度矢量”的变化来代表电磁波的变化。其中“电场强度矢量” 的方向具有确定的规律，这种现象成为电磁波的极化。 线极化波：电磁波在空间传播时，如果电场矢量的空间轨迹为一条直线，始终在一个平面内 传播，则称为线极化波。 圆极化波：若电场矢量在空间的轨迹为一个圆，即电场矢量围绕传播方向的轴线不断地旋转，则称为圆极化波。极化匕方式英文缩写定义用途优缺点线 极 化水平极化H极化方向与地面 平行调频、短波、地面 电视卫星广播等结构简单，但安装维 护复杂垂直极化V极化方向与地面 垂直中波、移动通信、 卫星电视广播等圆 极 化左旋圆极化L极化方向逆时针 变化卫星电视电波穿过雨雾层和 电离层的衰减小，接 收时不用调整极化 角，安装维护简单右旋圆极化R极化方向顺时针 变化广播2.3传播途径无线电波的传播途径有地面传播、电离层传播、空间传播、对流层传播和外球层传播五种。传播途径定义特点应用波段地面传播电磁波绕地球表明绕射传 播易被地面吸收，导致 衰减较大用 于长波 (30400HZ)、中波 (500600KHZ)、调 频广播电离层传播利用太阳和各种宇宙射线 辐射引起空气分子电离而 形成的电离层传播借助电离层的反射传 播到较远距离用于短波通信空间传播电磁波由直射波和地面反 射波组成想干传播至发射天线和接收天 线必须在合适距离范 围内用于超短波、调频( 30MHz)、广播和微波 通信对流层传播从地面上升到离开地面大 约10KM的范围内的对流层随着对流层中大气温 度、压力和适度的变 化而使电磁波产生反 射折射和散射用于超短波传播外球层传播利用离开地面9001200KM高度的外球层进行传播用于超过100MHZ超 短波和微波通信。如 卫星通信，卫星电视 广播三、无线信号的传播方式无线信号传播的最简单的情况是自由空间传播，即一个发送天线和一个接收天线存 在于自由空间中。在更为实际的情况下，还存在绝缘和导电的障碍物(相互作用体)， 如果这些相互作用体有光滑的表面，电磁波就会被反射，而另一部分能量则会穿透相互 作用体传播；如果相互作用体表面粗糙，电磁波将发送散射。最终电磁波会在相互作用 体边缘发生绕射。3.1 直线传播及自由空间损耗假设自由空间中单发单收天线的情形，能量守恒表明，对围绕发送天线的任何一个 闭合表面上的能量积分，都应该等于发送功率。假设某一闭合表面是以发射机天线为圆 心、半径为 d 的球面，并且假设天线的辐射各向同性，那么该表面的能量密度为PP (d)二 丁，P为发送天线能量，认为接收机天线有一个“有效面积” A ，可以认TX4 兀 d 2TXRX为撞击到该区域的所有能量都被接收天线收集到，于是接收能量为：P (d)二 PA(式 3.1)TXTX 4n d 2 RX如果发送天线不是各向同性的，那么能量密度必须要乘以接收天线方向上的天线增益G ，天线有效面积与天线增益有一个简单的关系式: TX式 3.2)G =啟ATX 九 2 RX将式3.2代入式3.1，得到接收功率P为以自由空间距离d为变量的函数，也成为Friis RX定律:式 3.3)P (d) = P G GTXTX TX RX因子也称为“自由空间损耗因子”。Friis 定律使用与天线远场，例如：发送天线和接收天线至少要间隔一个瑞利距离，瑞利距离定义如下：2L2d = a（式 3.4）R 九其中L为天线最大尺寸，并且远场要求d L以及d九。a a口3.2 反射和透射3.2.1斯涅尔（Snell）定律电磁波在到达接收机之前通常被一个或者多个相互作用体所反射，相互作用体的 反射系数以及反射发生的方向，决定了到达接收机处的功率。为了得到一个精确的数 学方程式，考虑下面的设置，让一个均匀平面波以入射角射向一个点介质半空间，绝 缘物质用介电常数 =和电导率。来描述，此外还假设材料各向均质，相对磁导 0 r e率卩=1。介电常数和电导率能够合并成一个参数，即复介电常数：r式 3.5)= 8 = 0r平面波以入射角0射向半空间，0定义为波矢量K与垂直于电介质边界的单位矢量 ee之间的夹角。我们必须要辨明横磁波TM和横电波TE的情形，对于TM波，磁场分量平行于两个电介质的交界面，而对于 TE 波，电场分量平行于该交界面，如下图所示：TM波TE波图3-1根据 Snell 定律可以求出反射和透射系数对于 TM 波：对于 TE 波：TETMJ5 cos 0 -5 cos 0cos 0 + 5 cos 0TMTMcos0 + ,；5 cos 0cos 0 -tecos 0ecos 0&5 cos0 + v-ecos 0-tcos 0cos 0 + $5 cos 0式 3.5 )式 3.6 )式 3.7 )式 2.8 )在高损耗的物质中，透射波不再是各向同性的平面波，所以 Snell 定律不再适用， 而是在电介质交界面产生一个导波。然而在实际应用中，主要的相互作用物都是低损 耗介质，如山峰、建筑物等，所以可以应用Snell定律。3.2.2 d -4功率定律虽然Snell定律给出了精确的数学公式，但是由于实际情况并不满足Snell公式的 前提假设，而且 Snell 公式计算复杂，在实际工程中并不适用。现在我们介绍无线通 信中的一个经验定律，接收信号功率与收发天线距离的四次方成反比。这个定律通常 可以通过计算只有一个直射波加一个地面反射波情况下的接收功率来证明是有效的， 如下图所示：图3-2P (d)沁 P G GTX TX TX RX可以推到出如下公式：式 3.9 )(h h TX RXI d 2丿其中h和h分别是发送天线和接收天线的高度，该公式在距离大于如下值时有效:TX RXd 4h h /九（式 3.10）break TX RX将d -4功率定律与Friis定律相结合，可以得到接收功率与距离的关系:我们将上式推导出的接收功率与一个实际测量到的功率进行对比，如下图所示:图3-3从图中可以看到，衰减系数n=2和n=4之间的变化实际上并不是明显的断点，而是很 平滑的。所以端点的选择是更具数学模型进行直线拟合后来确定的，并没有固定的设 置方法。3.2.3 断点模型对于不同的环境有不同的经验值,在自由空间中n=2；在平原地区n=3；在丘陵地区n=3.5；在郊区n=4；在市区n=4.5，所以在利用断点模型计算损耗时要根据不同的环境还取适当的衰减系数。3.3 绕射直射、反射和透射都是针对无限延伸的相互作用体，然而真正的相互作用体，比如 汽车，大楼等都是空间有限的。而有限大小的物体并不会产生尖锐的影音，而是发生绕 射，这是由于电磁波辐射的波特性决定的。绕射主要有两个经典问题：一个均匀平面波 被刀刃或屏绕射；一个均匀平面波被一个楔形物绕射。3.3.1 单屏或楔形绕射最简单的绕射问题是一束均匀平面波被一个半无限的屏所绕射，如图3-4 所示。根 据惠更斯原理，可以这样理解绕射：波阵面的每一点都可以看做是球面波的源点。对于 一个均匀平面波来说，多个球面波的叠加产生了另外一个均匀平面波，见平面A到B之 间的而变化。图3-4惠更斯原理根据惠更斯原理，我们可以求出单屏绕射的绕射角和接收电场强度菲涅尔参数菲涅尔积分exp(fcox)图3-5单屏反射(h 一 h (h 一 h )arctanrTX- arctanrRX d Jd丿绕射角9 dTX RX2d d=9TXRXd 九(d+ d )TX RXF(v )=1FVFexp(- jn)dt02式 3.12 )式 3.13)式 3.14 )接收电场强度Etotal=ex X)11 - j F(Vf)式 3.15 )3.3.2 多屏绕射单屏绕射已广泛研究，因为它可以用闭式数学来计算，并且构成了解决其他复杂问 题的基础。实际上，我们通常会遇到发射机和接收机之间有多个相互作用体的情形，比 如越过市区环境的房顶传播时就会是这种情况。多屏绕射除了几种特殊的情况，没有求 精确解的一般方法，下面我们给出几种近似方法。布林顿(Bullington)方法Bullington 方法是用一个“等价”的单屏来替代多屏。这个等价屏是用如下方法推 导的：从发射机出发做各个实际障碍物的切线，并且选择最陡峭的那一条(上升角最大 的那一条)，那么所有的障碍物要么与这条直线相接触，要么就是在这条直线一下；同 样，从接收机出发做各个障碍物的切线，选择最陡峭的那一条。等价屏就取决有嘴最陡 峭的发射机切线和最陡峭的接收机切线的交界面，如图3-6 所示，在该屏出的绕射场就 可以用单屏绕射的公式来计算了。图3-6 Bullington方法得到的等价屏Epstein-Petersen 方法Bullington 方法仅由两个屏就决定了等价屏，造成了 Bullington 方法的精度不高。这 个问题可以有 Epstein-Petersen 的方法来稍微缓解。这种方法利用单独计算每个屏的绕Deygout 方法Deygout 方法的体系与 Epstein-Petersen 方法相似，因为它也是要把每个屏引起的 衰减假加起来，然而 Deygout 方法中的绕射角是用不相同的算法来定义的。第一步：取定当只有第i个屏存在时发射机和接收机之间的衰减；第二步：引起最大衰减的屏定义为“主屏”其索引定义为i ；ms第三步：计算发射机与主屏尖端由第j个屏引起的衰减（j从1到i ）。引起最大ms衰减的屏定义为“次主屏” 。同样第，计算主屏与接收机由第 j 个屏引起的衰减（j i +1）；ms第四步：作为可选步骤，重复该过程以产生“次辅屏”，等等。第五步：把所有考虑的屏产生的损耗加起来（以dB为单位）。不同方法间的比较 这三种方法各有优劣，对于不同的场合可以选择不同的方法来近似计算绕射的损耗Bullington 方法最大的优点就是计算简单。然而，这种简单性同样也带来了相当大的不 准确性，物理存在的大多数屏不会影响等效屏的位置，甚至是最高的屏也不会产生影响， 但是在实际中，这些高的障碍物确实会对传播损耗产生影响并且产生一个附加衰减。Epstein-Petersen方法相对也Bullington方法是个更精确的模型，这种方法仍然只是近似， 由于这种方法在对数刻度上对衰减进行求和，因而导致了线性刻度上总的衰减呈指数增 长。同样Deygout方法得到的总损耗与屏的数目成指数增长，而且，如果实际上有一个 屏起主导作用，大部分损耗是由它引起的，则Deygout方法工作得很好。否则，它就会 产生相当大的误差。3.4散射发射机发射的电磁波，照射到比载波波长小的物理上（如：路灯、树叶、交通标志等），反射出多路较弱的电磁波，如图 3-8 所示，再传到无线通信接收机的天线处。Kirchhoff 理论只需要少量的信息也就是，平面振幅的概率密度函数。这个理论假设 高度变化很小，以至于平面上不同散射点并不会相互影响。在粗糙表面导致光纤同时被 散射到了其他方向，如图3-9 所示，这种功率减小可以用有效反射系数 来表示，在高斯概率密度分布下，该反射系数变为：p =p exp -2(k a sin屮)2(3.16)rough smooth 0 h其中a是咼度分布的标准差，k是波数2兀/九，屮是入射角。 h0图3-9 Kirchhof理论反射微扰理论微扰理论推广了 Kirchhof理论，不仅使用了表面高度的概率密度函数，还有她的空间相关函数。也就是说，它考虑了当我们沿着表面移动某一距离时，咼度变化有多快。 其几何表示如图3-10 所示。图3-10微扰理论的几何表示空间相关函数定义为a 2W(A ) = E h(r)h(r + A )(式 3.17)h r rr散射在通信领域对典型的应用就是天波利用对流层进行散射通信，如图3-11所示图3-11对流层散射通信从无线信号的几种传输方式中，直射是比较理想的情况，实际中很少直接利用直射 来求衰减。在空旷的郊区可以将直射和反射想结合，利用断点模型来求传输衰减，这样 的理论计算值和实际测量值比较接近。在建筑物多的城区，无线信号基本没有直射了， 到达接收机的信号经过了绕射、散射、透射等多种方式，要依据具体场景选择不同的近 似模型来计算。四、窄带信道的统计描述在许多环境中，要描述所有的决定不同的多径分量（MFC ）的反射、绕射和散射是 及其复杂的。通常更可取的方法是描述信道某一参数取得某一个值的概率。最重要的参 数是信道增益，因为他决定了接收功率和场强，当然这个增益小于 1。由于接收机功率与距离有关，根据距离的变化导致接收机功率的变化，我们可以将信道 衰落分为大尺度衰落和小尺度衰落。当接收机功率波动发生在大约一个波长的范围内时 称为小尺度衰落，这些波动产生的原因是不同多径分量之间的干涉。如果波动发生在 10 个波长以上，典型的为几百个波长，则称为大尺度衰落，这种衰落主要由于大型物 体的阴影效应引起的。4.1不含主导分量的小尺度衰落接收机从各个方向上接收到的波的振幅的平均值都相同，而且各个路径具有独立的幅度和相位，接收机的接收信号相位为各径相位相加，如图4-1 所示。通过统计学的数学推导可以证明不含主导分量的小尺度衰落的接收机信号的实部和虚部都服从均值为零的正态分布，实部与虚部相独立，从而可以推出幅值r服从瑞利分布,rpdf (r) =expr b 2r 22b 2式 4.1 )式 4.2 )cdf (r)=2b 2相位申服从均匀分布式 4.3 )瑞利分布场强的衰落余量由于场强是随机变量，即使是大的场强均值也不能保证所有的时刻都能成功通信， 相反地，仅仅在一定百分比的情况下场强才超过最小值。因此变成了这样一个问题“给 定成功通信所需要的最小功率或者场强，平均功率要有多大才能保证通信在所有情况下 有 x% 的成功率？”，也就是衰落余量也多大。根据定义，累积分布函数给出了某一场强电平不会被超过的概率。为了达到x%的 中断概率，可以规定r2式 4.4 )x = cdf (r )min2b 2即可计算出场强的均方值2b 2r2衰落余量2b 2 = fx4.2含主导分量的小尺度衰落当一个主导的多径分量，比如一个视距分量或者一个主导的镜面反射分量，存在时，衰落统计量会发生变化，可以证明接收信号的实部和虚部相互独立，实部服从均值为A的正 态分布，而虚部服从均值为零的正态分布。从而可以推导出幅值的概率密度函数服从莱斯分布：Pdf (r)=rexpQ 2r 2 + A22q 2式 4.6 )cdf (r) = irr exp -8 Q 2 2q 2丿I丿dr0 22丿0 r 8式 4.7 )莱斯分布随机变量的均方值是：r2 = 2q 2 + A2含主导分量的小尺度衰落的衰落余量为：式4.8）min min4.3多普勒谱接收机的移动会引起接收频率的偏移，称为多普勒频移，如图4-2所示。如果移动台（MS）移动，多径分量以不同方向到达移动台引起了不同的频率偏移，这导致了接收频谱的扩展图4-2多普勒频移当一个波仅从一个单一方向到来时，多普勒频移的表达式为f=fc1 - V COS(Y ) c0式( 4.9)式中Y表示移动台的速度矢量v与移动台处波方向的夹角。显然，频谱偏移依赖于波的方向,而且在一定范围f-Vf +v 之内，其中v =fv/c。c max c maxmax c 0如果有多个多径分量，我们就需要知道入射波功率随Y变化的函数分布。这样我们就要考虑入射波的概率密度函数，到达接收机的多径分量以移动台的天线模式加权。当入射角y服从均匀分布时，即波均匀的从各个方位角方向入射，并且都到达水平平面。这种情况对应于没有视距连接的情形，并且大量的相互作用体均匀地分布在移动台周围，进一步假设天线是垂直偶极子天线，则多普勒频谱变为：1.50式 4.10 )D4.4 大尺度衰落由不同的多径分量的叠加而产生的小尺度衰落，在几个波长的空间范围内快速变化。如 果场强在一个小的区域内进行平均，我们得到了小尺度平均（SSA）场强，SSA场强在小范 围内可以看做是常数，但在大范围内是变化的，这样的变化成为大尺度衰落。大尺度衰落主 要由于地形的阴影效应引起的。许多实验研究表明，小尺度平均场强F用对数刻度来描绘时，是均值为卩的高斯分布。(201og (F)卩)210dB2c 2F式 4.11 )这样的分布时对数正态分布，它的概率密度函数是：廿2/ln(1)pdf (F) expFFc L 二 P A M（式 4.12）Out r 0 maxFF式中M为对应中断概率P的衰落余量。Out实际情况下，大尺度和小尺度衰落都会发生，衰落余量必须要考虑两个效果的结合。有 一种简单的方法是将瑞利分布的衰落余量与对数正态分布的衰落余量相加，但是由于两中衰 落余量间不是简单的线性关系，直接相加会过高的估计了所需的衰落余量。五、宽带信道的特性在上一部分，我们讨论了多径传播和多普勒频移对窄带信道中信号的接收场强和时变性 的影响。然而现在和未来的大多数无线通信系统为了满足足够高的数据速率或者满足多址接 入技术方案，一般采用很大的带宽，因此我们需要讨论宽带信道的特性。5.1多径效应对宽带信道的影响多径效应对宽带信达的影响从时域上描述是，信道的冲击响应不是5函数，到达信号的持续时间比发送信号的长，如图5-1所示，称为时延色散；从频域上描述是带宽不同，信道的传输函数不同，如图5-2所示，称为信道的频率选择性。帕申Ilfs图5-1宽带信道的频率选择性图5-2宽带信道的频率选择性用信道的功率时延谱来描述宽带信道的时延色散，它是某一时延处接收信号功率的期望 值：由不同时延的信号分量具有的平均功率所构成的谱。时延功率谱表示在du内到 达接收机的信号功率强度，与多普勒频移无关，表达式如下：P （T ）二卜 |h（t,T ）|2 dt（式 5.1）g时延功率谱可以作为一个静态区域的最终测量结果绘出来的量，但是它仍然是个函数。为了快速得到测量结果的概貌，最好使每一个测量活动都用单个参数来描述，最常用的方法是时 延功率谱的归一化矩。我们以计算零阶矩开始，即功率在时间上的积分（总功率）：卜gP (T )dTh式 5.2）归一化一阶矩（平均时延）为：j +g P (T)T dTg hPm式 5.3）归一化二阶中心矩（均方根时延扩展）：ST = j +g P (T)T 2 dTh T 2Pmm式 5.4）上述三个参数中均方根时延扩展有着特殊的地位，在某些特定环境下，S越小，时延扩展T越轻微， S 越大，时延扩展越严重。T均方根时延扩展S和相干带宽B 7是相关联的，两者有如下如确定关系：coh式 5.5 )B coh根据衰落和频率的关系，可以将多径衰落分为两类：一是衰落状况与频率有关的频率 选择性衰落，即不同频率成分衰落不一致，衰落信号波形将产生失真，如图5-3 所示；二是衰落状况与频率无关的非频率选择性衰落，也称为平坦衰落，即各频率成分衰落一致，衰落信号波形不失真，如图5-4 所示。多径衰落类型有信道和信号两方面因素决定，当信号带宽大于相干带宽 B 时，衰落为 coh频率选择性衰落；当信号带宽小于相干带宽 B 时，衰落为非频率选择性衰落。coh对于数字移动通信系统，多径效应导致的时延扩展导致信号的性能下降，使得信号的传输速率受到多径的影响。当码元速率较低时，信号带宽W B 时，信号通过信道传输后， coh各频率分量的变化具有一致性，则信号波形不失真，无码间串扰，此时的衰落为平坦衰落但不可分解的向量叠加降低的信噪比，需要采用分集、纠错编码技术。当码元速率较高时，信号带宽W B丿寸，信号通过信道传输后，各频率分量的变化是不一致性，将引起信号 coh波形失真，造成码间串扰，此时的衰落为频率选择性衰落，需要采用均衡、扩频、OFDM调 制等技术。5.2 多普勒频移对宽带信道的影响由于移动台移动，接收信号会产生多普勒频移。在多径环境下，这种频移定义为多普 勒扩展，也称随机调频。如图4-5所示，当移动台处于R点时，从发射到接收的传播路径中， 所有时延为工的路径，其反射点都在以T和R为焦点的一个椭圆上，而时延为T +AT的传播 路径的反射点都在更大的一个椭圆上，图5-5多普勒频移现在考虑两种极端情况，路径TAR和TDR，传播时延相差At ,相互间引起的扩展；但 其入射角相同，所以由他们引起的多普勒频移相同；当其时延相同，相互间不引起时延扩展， 但其入射角不同，所以会引起不同的多普勒频移。若接收信号为N条路径传来的点播，其 入射角不尽相同，当N交大时，多普勒频移就称为占有一定带宽的多普勒扩展。和时延功率谱一样，多普勒谱也可以简化为更紧凑的信道描述，即用多普勒谱的归一化 矩表示。我们以计算零阶矩开始，即功率在频率上的积分(总功率)：式 5.6)P Js P (v)dvB，m 一s B归一化一阶矩(平均多普勒频移均值)为：I +s P (v)vdvV 二一s BB ,mPB,m归一化二阶中心矩（均方根多普勒扩展值）：8 P （v）v2dvS 二- V 2（式 5.8）BPB ,mJB, m均方根多普勒扩展值S越小，多普勒频移越轻微，S越大，多普勒频移越严重。均方根多BB普勒扩展值S与相干时间是相关联的。信道的自相关函数减小到0.5 （3dB）时的时间延迟B称为相关时间，两者有下面不确定关系。1T （式 5.9）coh 2兀 SB 多普勒效应引起的时变信道信号的衰落，可以由相干时间来表示衰落的快慢。所以可以将此 衰落分为快衰落和慢衰落。衰落的快慢有信道的相干时间和信号的持续时间两个因素决定。 当发送信号的持续时间TT ，则会产生快衰落，衰落特性在一个码元时间内改变多次， coh 引起基带脉冲波形失真，产生同步问题（接收机说想和失效），增加了设计匹配滤波器的困 难。可以通过鲁棒调制，增加冗余以提高速率或信道编码来改善。当发送信号的持续时间 Tn T ，发生慢衰落，信噪比损失，可以通过分集和编码来改善。coh六、总结无线信道的频率不同，决定了不同的传播方式。无线信道的衰落由信号的频率、传播方 式、传播环境和移动台的运动等诸多因素决定。在学习信道知识之前，已经学习过电磁场与电磁波的基本理论，但是所涉及的定理和公 式都是在比较理想的环境下进行计算的，所以我一直在思考，如果在实际应用场景下，利用 麦克斯韦方程组进行计算，将十分复杂，环境的各种参量无法得到准确值，数学模型也不能 完全适合不同的实际场景。虽然通过麦克斯韦方程组给出了完整的电磁波传输过程的数学方 程，但是在实际应用中，利用麦克斯韦方程组求解信号衰落是一件十分复杂的事，而且意义 不大，因为环境时刻在变，没有必要求出十分精确的解。利用统计学，可以简化计算过程， 较为准确的分析信号特征，而且所得到的结论适合大多数场景，应用十分广泛。上述很多公 式都是在实际测量中利用统计学来推测出的，虽然有些是经验公式，没有数学推导那么严谨， 但是其实用性和计算的简便性使得它们收到工程技术人员的认可。在无线通信系统的设计过程中，必须考虑信道的衰落特性。在郊区我们可以利用直射和 反射相结合来描述信道的衰落；在城区，我们应该更多的利用绕射和散射理论来计算信道的 衰落特性。对于静止或低速移动的接收机，我们可以不用考虑多普勒频移，而主要考虑多径 引起的时延拓展，建筑物密集的地方，应更多考虑大尺度衰落；对于高速移动的接收机，比 如汽车和高铁上的终端，这是多普勒频移引起的衰落不可忽略，而且速度很高，可能使整个 移动通信系统无法正常工作。由于信道的随机性，为了保证通信的可靠性，在设计通信系统 时必须设置一个衰落余量。信道的衰落类型判断对无线通信系统的设计十分重要，我们虽然给出了一些衰落类型的 判断方法，但是可以看出都是给出的不确定关系，这是因为信道的随机性，时变性。没有适 合于所有环境的判决标准，这就需要设计人员根据实际的环境测量，将理论与实际相结合来 判断信道特性。虽然实际应用中，很多经典理论不能直接应用，但是从上面的分析中可以看出，理论的 指导作用非常重要，上述的很多经验公式和统计推导出的公式都是基本电磁场与电磁波的基 本理论得出的。所以将来从事研究中，理论知识十分重要，起到方向指导的作用，同时也要 注重实际场景下统计学的应用。七、参考文献1莫里斯，田斌 无线通信M.北京：电子工业出版社，2008.1樊昌信 曹丽娜.通信原理(第6版)M.国防工业出版社，2006.2王秋爽移动无线信道M机械工业出版社，2014.6张俊铭无线信道多径时延估计及信道建模J电子科技大学学报，2013蒋德军，胡涛时延估计技术及其在多径环境中的应用J.声学学报.2001(01)