TLC5615串行数模转换器在开关电源中的应用.doc

TLC5615串行数模转换器在开关电源中的应用编辑导读:AD7416在洗浴中心温控的应用|基于USB接口的可见光无线接入设计|基于VHDL实现的十六路彩灯控制系统|8051、ARM和DSP指令周期的测试与分析|单片机远程语音报警系统|基于ARM处理器的MVB 2类设备研究|基于SPCE061A单片机的髋作用力测试仪设计|基于微控制器的全数字双向DC/DC变换器的研制|饱和电抗器稳流系统的应用|基于MSP430单片机的实时多任务操作系统|正文：开关电源具有体积小、效率高、重量轻、噪声低等优点，其应用越来越广泛。我们在设计蓄电池充电器时，就采用开关电源作为主电路，其中开关器件采用第三代IGBT，其主要优点是耐压高，驱动功率小，开关频率高，导通电阻小。在主控制板设计中，需要一可变的基准电源，改变基准电压的大小就可改变充电电压的大小，而变化的基准电压需借助数模转换器产生。目前，数模转换器从接口上可分为两大类：并行接口数模转换器和串行接口数模转换器。并行接口数模转换器的引脚多，体积大，占用单片机的口线多；而串行数模转换器的体积小，占用单片机的口线少，为减少线路板的面积和占用单片机的口线，可采用TCL5615串行数模转换器产生可变基准电压。 1 TLC5615串行数模转换器简介 ：TLC5615为美国德州仪器公司1999年推出的产品，是具有串行接口的数模转换器，其输出为电压型，最大输出电压是基准电压值的两倍。带有上电复位功能，即把DAC寄存器复位至全零。TLC5615性能价格比高，目前在国内市场很方便购买。 11TLC5615的特点 （1）10位CMOS电压输出； （2）5V单电源供电； （3）与CPU三线串行接口； （4）最大输出电压可达基准电压的二倍； （5）输出电压具有和基准电压相同极性； （6）建立时间125s； （7）内部上电复位； （8）低功耗，最大仅175mW。 12TLC5615引脚说明 TLC5615有小型和塑料DIP封装，DIP封装的TLC5615芯片引脚排列如图1所示。 引脚功能说明如下： 脚1DIN：串行数据输入端； 脚8VDD：正电源端。 脚2SCLK：串行时钟输入端； 脚7OUT：DAC模拟电压输出端； 脚3CS：芯片选用通端，低电平有效； 脚6REFIN：基准电压输入端； 脚4DOUT：用于级联时的串行数据输出端； 脚5AGND：模拟地； 图1 TLC5615引脚排列图 图2 TLC5615的时序图 13TLC5615的时序分析 TLC5615的时序如图2所示。 由时序图可以看出，当片选CS为低电平时，输入数据DIN由时钟SCLK同步输入或输出，而且最高有效位在前，低有效位在后。输入时SCLK的上升沿把串行输入数据DIN移入内部的16位移位寄存器，SCLK的下降沿输出串行数据DOUT，片选CS的上升沿把数据传送至DAC寄存器。当片选CS为高电平时，串行输入数据DIN不能由时钟同步送入移位寄存器；输出数据DOUT保持最近的数值不变而不进入高阻状态。由此要想串行输入数据和输出数据必须满足两个条件：第一时钟SCLK的有效跳变；第二片选CS为低电平。这里，为了使时钟的内部馈通最小，当片选CS为高电平时，输入时钟SCLK应当为低电平。 串行数模转换器TLC5615的使用有两种方式，即级联方式和非级联方式。如不使用级联方式，DIN只需输入12位数据。 DIN输入的12位数据中，前10位为TLC5615输入的D/A转换数据，且输入时高位在前，低位在后，后两位必须写入数值为零的低于LSB的位，因为 TLC5615的DAC输入锁存器为12位宽。如果使用TL5615的级联功能，来自DOUT的数据需要输入16位时钟下降沿，因此完成一次数据输入需要 16个时钟周期，输入的数据也应为16位。输入的数据中，前4位为高虚拟位，中间10位为D/A转换数据，最后2位为低于LSB的位即零。 2应用电路实例 图3 TLC5615与AT89C51单片机接口电路 图3 给出了在开关电源中，TLC5615和AT89C51单片机的接口电路。在电路中，AT89C51单片机的P3.0P3.2分别控制TLC5615的片选CS，串行时钟输入SCLK和串行数据输入DIN。电路的连接采用非级联方式。根据开关电源的设计要求，可变基准电压范围为0V4V。因此， TLC5615的基准电压选为2.048V，其最大模拟输出电压为4.096V。可满足开关电源的要求。 TLC5615采用非级联方式，将要输入的12位数据存在R0、R1寄存器中，其D/A转换程序如下： CLRP30；片选有效 MOVR2，4；将要送入的前四位数据位数 MOVA，R0；前四位数据送累加器低四位 SWAPA；A中高四位与低四位互换 LCALLWRdata；DIN输入前四位数据 MOVR2，8；将要送入的后八位数据位数 MOVA，R1；八位数据送入累加器A LCALLWRdata；DIN输入后八位数据 CLRP31；时钟低电平 SETBP30；片选高电平，输入的12位数据有效 END：结束 送数子程序如下： WRdata：NOP；空操作 LOOP：CLRP31；时钟低电平 RLCA；数据送入位标志位CY MOVP32，C；数据输入有效 SETBP31；时钟高电平 DJNZR2，LOOP；循环送数 RET返回 3结语 由于采用接口简单的模拟数字转换器TLC5615，使得开关电源的硬件电路大为简化，线路板面积缩小，成本降低。一种80C198单片机测控通用系统编辑导读:基于MSP430单片机的实时多任务操作系统|AD7416在洗浴中心温控的应用|基于USB接口的可见光无线接入设计|饱和电抗器稳流系统的应用|基于微控制器的全数字双向DC/DC变换器的研制|8051、ARM和DSP指令周期的测试与分析|单片机远程语音报警系统|基于VHDL实现的十六路彩灯控制系统|基于ARM处理器的MVB 2类设备研究|基于SPCE061A单片机的髋作用力测试仪设计|正文：摘要：介绍了一种以80C198单片机为中央处理器的测控通用系统,给出了系统的硬件原理图及常用软件流程图,并阐述该系统通用性及特点,以供自动测控设计人员参考. 关键词：单片机测控系统通用性各种测控系统和智能仪器、仪表基本组成包括：传感器、计算机系统、执行器。现在，传感器、执行器的通用性越来越好，设计自动测控系统或智能仪器仪表有标准的420mA或010mA的标准信号输出的传感器和接受标准驱动信号的执行器供选择，因此，设计者只需设计计算机系统部分，计算机系统基本结构是一致的，仅涉及到具体芯片选择，实现途径大同小异，加之单片机技术的迅猛发展，其集成度越来越高，功能越来越强，接口更容易，如80C198，内部有4个带采样保持的10位A/D通道，4个高速触发输入通道，6个高速脉冲发生器的输出可以触发外部事件。一套设计完善的计算机系统便具有极好的通用性。下面介绍一种比较完善的80C198单片机测控系统。1.系统硬件电路原理图及说明 系统主要由传感器及滤波电路、80C198单片机、存储器、键盘/显示器、打印机、执行机构及报警装置、串口通讯、模拟信号输出等组成，其结构原理如图1所示。图1系统硬件原理图存储器扩展电路：80C198内部存储器容量太小，扩展了一片27C128EPROM和一片DS12887带日历EPROM(可用28C64换，电路不变)，EPROM中存放测控程序。键盘/显示器电路：系统采用81C55芯片扩展I/O接口，81C55可扩展三个8位并行口：PA、PB、PC，系统可扩展68键盘和8位8段共阳(阴) 极LED段显示器，PB口为键盘行输出口，PA口为列输入口，PC口为显示器段选口，LED段及位选信号均由373驱动锁存。模拟信号输出电路：系统利用80C198内部的PWM波特率发生器(占空比52)，经CD4049缓冲器，RC阻容滤波器和集成电压/电流转换器 (AD694)，输出420mA标准信号(改变AD694接法，可输出010mA)，以供外接计录仪用，或作为模拟量控制的调节器的控制信号。串口通讯：系统采用含有一个驱动器和一个接收器MAX系列芯片，用于RS485标准和RS422标准通讯。若采用MAX1480，可构成完整的电隔离的RS485/RS422数据通讯接口。2.常用软件流程图(如图2) 图2软件流程图3.系统通用性说明该系统资源丰富：80C198的ACH4ACH7四个采样保持的10位A/D通道，可适用于14个物理量的检测，HS0.0HS0.34个高速输出通道可供14个物理量的控制或报警。该系统可移置性好：一种测控系统，只需替换传感器及执行器，计算机硬件不变，软件作少量修改，便是另一种测控系统。如我单位专利产品“纸浆浓度测控系统” (由浓度传感器，该计算机系统及电动调节阀三部分组成)，只需将浓度传感器换成压力传感器，电动调节水阀换成电动蒸汽调节阀，软件略做改动便可用于蒸汽压力测控。该系统扩展性好：由于该系统有4个采样通道和4个输出通道供选用，系统功能便可多可少，其扩展性强。如果“纸浆浓度测控系统”中增加流量测量，便构成纸浆计量系统。而且该计算机可同时用于几个物理量的测控(如浓度、压力、液位等)，只要所测物理量不超过4个，控制动作不超过 4个。4.结束语 我单位利用该计算机系统开发的7种测控系列产品，在全国造纸厂使用近千套，使用效果理想，为单位及纸厂带来较大的经济效益和社会效益。开关功率放大器的数字控制方案研究编辑导读:基于VHDL实现的十六路彩灯控制系统|基于SPCE061A单片机的髋作用力测试仪设计|基于ARM处理器的MVB 2类设备研究|基于USB接口的可见光无线接入设计|8051、ARM和DSP指令周期的测试与分析|饱和电抗器稳流系统的应用|单片机远程语音报警系统|基于MSP430单片机的实时多任务操作系统|基于微控制器的全数字双向DC/DC变换器的研制|AD7416在洗浴中心温控的应用|正文：功率放大器在音频功放、发射系统、伺服系统、声纳探测、振动测试等很多领域都得到广泛的应用。传统的功率放大器采用线性放大电路，其效率较低（4060），且体积大，故应用领域受到限制。为了解决传统功率放大器的缺点，开关功率放大器应运而生1。 目前国内外在高功率（5kW以上）放大器系统设计中，为了满足功率要求普遍使用IGBT为主的全桥逆变拓扑2。相比之下，以 MOSFET为功率器件的高功率放大器系统的设计方案3只占少数，而且其开发的控制方式不能够很好地解决系统模块间的均流控制，以及电容器中点电位控制等问题。故急需开发出以MOSFET为主的高功率放大器系统，以可靠地提高放大器系统的性能。本文提出了一种适合于高功率放大器系统模块化使用的逆变单元，并详细介绍了单元的拓扑和数字控制原理，实验结果证明了它的良好性能。 1 主电路拓扑 传统的两电平全桥逆变拓扑应用于高功率放大器系统时，由于受到器件耐压的限制，难以使用频率较高的MOSFET，故系统性能无法有效提高。借鉴了已有的研究，我们采用了文献4提出的五电平二极管中点钳位逆变拓扑（“FiveLevel NPC Inverter”，以下简写为“FNI”）作为基础功率单元。图1所示为FNI电路。 图1FNI电路 这种FNI结构的基础NPC逆变拓扑，最早是由Nable等人于1981年提出的。与传统两电平变换器相比，有以下优点：在大功率系统中，将功率器件直接串联使用而无须外加辅助电路；器件耐压极限降至直流侧电压的一半，使器件的选取变得灵活；输出波形中谐波成分相对于两电平变换器大为减少，减轻了滤波环节负担；负载上电压纹波减小，抑止了电磁干扰问题。 2 控制方式的比较与改进 2.1 已有控制方案的介绍 文献4中Lau W H等开发的控制方案的优点在于提高模块输出的等效开关频率，抑止输出谐波；缺点在于系统的输入信号在经过PWM调制后，仍不能作为驱动信号使用，还须继续进行较繁琐的计算，故不能很好地使用于现有的数字信号处理芯片。该方案的详细分析请见文献4。 2.2改进的控制方案的原理 改进后的控制方式首先将文献4中的载波频率提高一倍至2fC，并调整其偏置后，再进行PWM比较，如图2所示调制后的信号即为驱动信号。而且控制左右桥臂（Leg1、Leg2）的载波相位相同，没有文献4控制方式所要求的相位差，其好处在于避免系统在调整开关频率的同时还需要调整相位差，同时有利于系统调节直流侧电容的中点电位。图2改进的控制方案的原理 比较图2和文献4可以发现，开关管的驱动信号是相同的，所以输出波形也一定是相同的。改进后的控制策略能够便捷地应用到数字信号处理芯片中，同时保留文献4控制方式的优点。例如在DSP（TMS320LF2407）芯片上PWM的调制可以通过专职的事件管理模块EVA及EVB直接完成，这样大大降低了控制方式的实现难度。 改进后的控制策略也有不足之处，就是也没有提供解决直流侧电容的中点电位不平衡问题的方案。根据实验结果可以发现，由于电路元件的固有电阻特性不对称所造成的电容中点电位的静态误差不能被忽略。图9（f）为直流侧电源为400V时中点电位的情况，可以发现有13.2V的静态误差。 2.3中点电位不平衡的危害与解决方案 文献1分析了系统直流侧中点电位漂移对输出THD的影响，如图3所示。图3中的k值：,代表了中点的失衡程度。在其他工业用途中，由于对输出波形畸变要求不高，中点的适当漂移是允许的。但是，在诸如功率放大器系统等对输出波形质量要求较高的应用中，中点不平衡可以成为输出畸变的重要原因之一。为了克服中点不平衡带来的输出波形质量下降，我们在改进的控制方式中加入中点平衡控制，程序流程图如图4所示，中点平衡控制方案框图如图5所示。中点平衡控制原理为，每个开关周期开始时首先对直流侧电容电压采样得到VC1和VC2（见图1），然后对VC1和VC2的差值做PI运算。如果PI运算的结果为正，则和POSREF（系统能够容忍的VC1超过VC2的最大值）比较，如果发现比较器的输出为正，即意味着中点的漂移情况较为严重。进而检测参考信号VS的幅值，如果VS的幅值为负时（表现为当0和VS的幅值通过比较器后，输出为正），则将载波频率提高为2fc；反之，如果电压差值PI运算的结果小于NEGREF，且参考信号Vs幅值为正，则将载波频率提高为2fc；其他情况下，载波频率维持fc不变。图5中Switch模块的功能是，如果模块左面中间脚的输入信号为正，则模块的右面输出同模块左面最下脚输入信号一致；如果模块左面中间脚的输入信号为零，则模块的右面输出同模块左面最上脚输入信号一致。 图3 中点电位不平衡对输出THD的影响 图4程序流程图 图8 载波倍频控制方案的原理 图5中点平衡控制方案框图 载波频率确定后,将VS函数值加载至DSP芯片事件管理器模块中的比较单元，准备同载波进行PWM调制。加载完成后即进行中断复位。 这种中点控制方式的本质是通过调节载波的频率来改变中点电流的流向。通过比较载波频率加倍前后中点电流流向的仿真，我们可以得知：如果以参考信号VS的频率fs为参考，载波频率加倍前，中点电流ineu的流向每周期内交替变化（见图6），变换的频率为2fc；载波频率加倍后，中点电流 ineu的流向每周期内只改变一次（见图7），即变换的频率为2fs。又因为后者中点电流的流向同参考信号VS的幅值有关，所以在决定是否将载波频率加倍前，需要检测VS幅值的正负。 图6 载波频率加倍前中点电流流向的仿真 图7 载波频率加倍后中点电流流向的仿真 比较图8和图2可知，当载波频率加倍时，输出波形同原来一致。在DSP（TMS320LF2407）芯片中，载波频率只有在载波的幅值为0时才能改变；故载波无相位差可以使控制左右桥臂的载波频率同时变化而对输出波形无任何影响。 3 实验验证与结果 本文设计了一个单模块多电平电路的实验模型，其具体的电路参数及规格如下： 输出满载功率1kW； 输出频率2kHz； 直流侧输入电压400V； 基础开关频率100kHz。 开关管驱动信号由DSP提供，驱动信号的PWM调制产生均在DSP内部完成。图9和图10分别为采用中点平衡控制前后的输出波形和中点电位比较。 如图9（e）和图9（f）所示，采用中点平衡控制后，直流侧电容电压静态误差3.2V；采用中点平衡控制前，直流侧电容电压静态误差13.2V。 (a)输出波形 （b）局部放大 (c)中点电位波形 图9采用中点平衡控制前的波形(a)输出波形 图9中点平衡控制前的波形(b)输出波形局部放大 图10中点平衡控制后的波形(c)中点电位波形 4结语 本文分析了开关功率放大器的拓扑和数字控 制方案。在控制方案设计中，介绍了一种适合五电平二极管中点钳位逆变拓扑的PWM控制技术，它能提高输出的等效开关频率并降低直流侧中点电位的漂移，提高系统输出波形质量。 文中的FNI功率模块可以采用交错并列的方式提高系统的总功率和输出波形的电平数，这样既达到了扩展系统功率等级的要求，又可以降低系统的输出畸变，详细分析请见文献1。当然还有很多问题需要解决，比如多电平逆变电路的死区补偿问题，以及多模块间的均流问题等，这些都将作为下一步研究工作的重点。