PWM直流调速系统

PWM直流脉宽调速系统设计1 PWM调速系统的主要问题什么是PWM脉冲宽度调制（PWM），是英文“ Pulse Width Modulation ”的缩写，简称脉 宽调制，是利 用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术，广泛应用在从测量、通信到 功率控制与变换的许多领域中。脉冲宽度调制是一种模拟控制方式，其根据相应载荷的变化来调制晶体管栅极或基极的偏 置，来实现开关稳压电源输出晶体管或晶体管导通时间的改变，这种方式能使电源的输出电压在工 作条件变化时保持恒定，是利用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技 术。PWM控制技术以其控制简单，灵活和动态响应好的优点而成为电力电子技术最广泛应用的控制方 式,也是人们研究的热点.由于当今科学技术的发展已经没有了学科之间的界限，结合现代控制理 论思想或实现无谐振软开关技术将会成为PWM控制技术发展的主要方向之一。PWM的优越性自从全控型电力电子器件问世以后，就出现了采用脉冲宽度调制的高频开关控制方式，形成 了脉宽调制变换器一直流电动机调速系统，简称直流脉宽调速系统，或直流PWM调速系统。与 V-M系统相比，PWM系统在很多方面有较大的优越性：1）主电路线路简单，需用的功率器件少。2 ）开怪频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小。3）低速性能好，稳速精度高，调速范围宽，可达1 ： 10000左右。4）若与快速响应的电动机配合，则系统频带宽，动态响应快，动态抗扰能力强。5）功率开关器件工作在开关状态，导通损耗小，当开关频率适当的时候，开关损耗也 不大，因而装置效率较高6）直流电源采用不控整流时，电网功率因数比相控整流器高。由于有上述优点，直流 PWM调速系统的应用日益广泛，特别是在中、小容量的高动态性能系统中，已经完全取代了 V-M 系统。PWM变换器的工作状态和电压、电流波形脉宽调制变换器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定、 宽度可以改变的脉冲电压序列，从而可以改变平均输出电压的大小，以调节电机转速。PWM变换器电路有多种形式，可以分为不可逆和可逆两大类，本次设计中要 求使用可逆电路，最常用的可逆电路就是桥式可逆PWM变换器桥式（亦称H形）电路，如图所示。这是，电动机M两端电压Uab的极 性随开关器件驱动机正转；当21时，为负，电动机反转；当0，电动机停止但电动机停止时电枢电压并不等于零，而是正负脉宽相等的交变脉冲电压，因而电流也是交变 的。这个交变电流的平均值为零，不产生平均转矩，徒然增大电动机的损耗，这是双极式控制的缺 点。但它也有好处，在电动机停止时仍有高频微振电流，从而消除了正、反向时的静摩擦死区，起 着所谓“动力润滑”的作用。双极式控制的桥式可逆PWM变换器有下列优点：1 ）电流一定连续。2 ）可使电动机在四象限内运行3 ）电动机停止时有微振电流，能消除静摩擦死区。4 ）低速平稳性好，系统的调速范围可达1 : 20000左右。5 ）低速时，每个开关器件的驱动脉冲仍较宽，有利于保证器件的可靠导通。PWM控制器结构本次设计采用集成脉宽调制器SG2524作为PWM信号发生的核心元件。由集成脉宽调制器组成的脉冲信号发生电路简单、功能完善，可产生频率超过500kHz的PWM脉冲 信号，而且频率与脉宽独立可调，此芯片内部由基准电压源、误差放大器、限流保护器、比较器、 振荡器、触发器、两个或非门和两个集电极开路的三极管组成。内基准电压为5V，基准源负载能力 达50mA。它的振荡频率f由外接电阻R和电容G决定，电阻R的选取范围为k至1J 100 k，电容G的选取范围在F至i| F之 间，对应着f 1.3/ （RtCt）可以得到频率范围在130Hz到722kHz的PWM脉冲信号。G上的正向锯齿波和误差放大器输出地控制电压信号通过比较器比较后，获得 脉宽可调的脉冲输出。该电路可采用2种输出方式：单端PWM方式：当输出端的两个三极管并 联应用时，输出频率与振荡频率相同，占空比为0-90% ；推挽输出方式，输出端的两个三极管 分别使用，占空比为0-45%，脉冲频率等于振荡器频率的1/2。当脚10关断端加高电平时，可实现对输出脉冲的封锁，与外电路适当连接， 则具有过流保护功能。根据主电路中IGBT的开关频率，选择适当的R、G值即可确定振荡频 率。本次设计中使用的开关频率为10kHz，可以选择R13k，CtO.OluF。PWM输入控制信号由2引脚引入，再通过调节电位 器，调节速度给 定，就可以改变输出PWM的占空比，进而改变电动机的电枢电压，达到调速的目的。PWM输 出信号由12、13引脚并联输出，经驱动电路驱动IGBT开关管。SG2524引脚图及相应功能介绍如图1-3所示：图1-3SG2524弓脚图由SG2524构成的典型电路如图14所示，由15脚输入+15V电压，用于产 生+5V基准 电压。12、13引脚通过电阻与+15V电压源相连，供内部晶体管工作，通过其电压大小调节 11、14引脚的输出脉冲宽度。图1-4SG2524的典型测试电路在实际使用SG2524产生PWM脉冲波时，由电流调节器输出的控制电压作为2脚同相输入端IN+的输入，来起到调节11、14脚输出的PWM脉冲波的脉宽的目的。12、 13引脚通过电阻与+15V电压源相连，供内部晶体管工作。9脚是误差 放大器的输出端，在1、 9引脚之间接入外部阻容元件构成PI调节器，可提高稳态精度，关于9脚旁路电阻的的选择参照图1-5 ：图15误差放大器的开环放大增益和输出频率的关系我们可以看到，当输出频率为10kHz时，若选择Rl为50k，则误差放大器的开环放大增益 能达到40 dB以上，这个开环放大增益足以使稳态精度达到很高的标准。而旁路电容的选择通常为F以免带来大的延时。本次设计中的实际使用的电路如图1-6所示：图1-6实际使用电路图2总体设计方案电路主要部分设计2.1.1 电路总体结构框图电路设计的第一步就是设计整个电路的各个环节所组成的结构框图，然后才是通过框图设计 各个环节的具体电路，并在明确了各个环节所要实现的功能后对各个环节的电路进行参数的调整， 所以结构框图作为设计的第一步是十分重要的。本次设计要求采用PWM控制和变换器实现电机调速的功能，为了使系统的稳态性能和动态性能都达到比较高的标准，还是采用了转速电流双闭环的控制方式，电路总体结构框图 如图2-1所示：图2-1电路总体结构框图2.1.2 给定电压电源电路设计给定电压由外电路提供，一般给定电压能够达到15V就够了，所以给定电压 的电源电路使 用LM7815作为稳压芯片。其电路原理图如图2-2所示：图2-2给点电压供给电路变压器选择变比为11 ： 1的降压变压器，对功率没有特殊要求，将220V交流电压转换成20V交流电压，然后经过整流桥，将交流电压变成直流电压，通过4700 F大电容 C1滤波产生脉动小的直流电压，之后通过LM7815芯片将电压稳定在15V。后级的100 F电容C4起到减小纹波的目的，进一步减小电流脉动。 F电容C5的作用是滤去输出信号中的高频噪声，进一步提高输出电压的质量。在使用LM7815 时，要配套使用C2和C3，并分别取值为F和F，它们所起的作用是防止芯片内部电路产生高频自激震荡。二极管D1的作用是保护芯片在切断电源时不会受到 负载的反电动势的作用，以免烧坏芯片，实际上就是起到为芯片后级负载续流的作用，虽然本次 设计中Un*并没有反电动势，但出于电路设计的良好习惯还是加上了二极管D1。2.1.3 电流调节器设计本次课题中将才哟哦那给工程设计法来设计转速、电流双闭环调速系统的两个调节器。按照 设计多环控制系统先内环后外环的一般原则，从内环开始，逐步向外环扩展。在双闭环系统中，应 该首先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节系统中的一个环节，再设计转速调节 器。双闭环调速系统的实际动态结构框图如图23所示，它除了包括了主要环节外还包括了电流 滤波环节和转速滤波环节。由于电流检测信号中常含有交流分量，为了不使它影响到调节器的输 入，需加低通滤波。这样的滤波环节传递函数可用一阶惯性环节来表示，其滤波时间常数”按需要 选定，以滤平电流检测信号为准。然而，在抑制交流分量的同时，滤波环节也延迟了反馈信号的作用，为了平衡这个延迟作 用，在给定信号通道上加入一个同等时间常数的惯性环节，称作给定滤波环节。其意义是，让给 定信号和反馈信号经过相同的延时，使二者在时间上得到恰当的配合，从而带来设计上的方便。图2-3系统动态结构框图由测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹波，因此也需要滤波，滤波时间常数用Ton表 示。根据电流环一样的道理，在转速给定通道上也加入时间常数为Ton的给定滤波环节。下面开始对电流调节器的设计。1 .电流环结构框图的化简在图2-3点画线框内的电流环中，反电动势与电流反馈的作用相互交叉，这 将给设计带来 麻烦。实际上，反电动势与转速成正比，它代表转速对电流环的影响。在一般情况下，系统的电磁 时间常数远小于机电时间常数Tm，因此，转速的变化往往比电流变化慢得多，对电流环来说，反电动势是一个变化较慢的扰动，在电流的瞬变 过程中，可以认为反电动势基本不变，即E 0。这样，在按动态性能设计电流环时，可以暂不考虑 反电动势变化的动态影响，也就是说，可以暂且把反电动势的作用去掉，忽略反电动势对电流环作 用的近似条件为ci3Tm1TI(2-1)如果再考虑到由于Ts和Toi 一般都比F小得多，可以当做小惯性群而近似的看作是一个惯性 环节，其时间常数为T i Ts Toi(2-2)则电流环结构框图最终简化成图2-4图2-4电流环最终简化图简化的近似条件为(2-3)2 .电流调节器结构的选择简化动态结构后开始考虑电流调节器的结构从稳态要求上看，希望电流无静差，以得到理想的堵转特性，采用I型系统就够了。再重动态要求上看，实际系统不允许电枢电流在突加控制作用时有太大的超调，以保证电流在动态过程中不超过允许值，而对电网电压波动的及时抗扰动作用流只是次要的因素。为此，电环应以跟随性为主，即应选用典型I型系统。电流环的控制对象是双惯性型的，要校正成典型 型 I型系统，显然要采用PI 电流调节器，其传递函数可以写成Ki ( iS 1 )/ Q yl Wacr ( s)(2-4)iS其中Ki为电流调节器的比例系数i为电流调节器的超前时间常数 为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择i Ti(2-5)则电流环的开环传递函数变成op (s) s(TiS 1)化-6)其中KiKsKi iR(2-7)3 .电流调节器参数计算 由式(2-4 )可以看出，电流调节器的参数是K和i，其中i已经由式2-5选定，待定的只剩下比例系数K，可以根据所需要的动态性能指标选取。在本次设计中，希望电流超调量i5%，故可以选择对应的0.707，KiTi0.5，(2-8)则K|Cl2Ti在利用式(2-7 )和式(2-8 )得到K.TRKl2KsTiR (Td)2Ks(2-9)4 .电流调节器的实现含有给定滤波和反馈滤波的模拟式PI电流调节器原理图如图2-5所示。图 中U i*为电流给定电压，U i为电流负反馈电压，调节器的输出就是电力电子变换 器的控制电压 U c 0 其中，Ri R2 R3 R4 Ro/2 , Ci C2 Co 0图2-5含给定滤波与反馈滤波的PI型电流调节器根据运算放大器的电路原理，可以容易的导出：(2-10)(2-11)K j r5Roi R5c31 Toi RoCo(2-12)4根据以上的过程分析，本次课程设计的电流调节器的具体参数选取方式如下。由 于采用的PWM的频率为10kHz，所以整流装置的滞后时间常数TsT 0.0001s，不 妨取Ts 0.00006s。PWM的每个正脉冲的时间为，为了基本滤 平电流，应有(1-2)Toi 0.05ms，所以，取电流滤波时间常数Toi0.00004s。故有TiTsToi0.0001s。检查对电源电压的抗扰性能：11 黑誉 50，这一指标h 0.0001s表明动态降落非常的小，但是恢复时间相对来说较长，但是也在可以接受的范围内。电流调节器的超前时间常数：i Ti 0.005s。电流开环增益：要求i5%，故应取KiTiO.5，因此0.50.51Ki5000s。,TiO.OOOIsU* 12.33不妨设U ；为于是 Ui1233 0.33,由式(2-7 )可以算出电流调节器ACR的比，扃37例系数为：蚓 KhR 5000*0.005*(! 0.5) 26a3校验近似条件的验证如下：有电流环截止频率：ci Ki 5000s整流装置传递函数的近似条件113Ts 3*0.000065555.56s50.7满足近似条件。2 ,忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件满足近似条件。3.电流环小时间常数近似处理条件6804.14 cil0.00006*0.00004满足近似条件。下面开始计算按照图(2-5PI调节器中的相关电子元器件的取值)不妨取Ro50k，则各电阻和电容值为：129.15k , 取 130kR5KR0 2.583*50 kc3 R50.005130*10 3f38.5nF ,取 38nF4i . 4*0 0000400 4u,uuuu： F3.2nF,取 3.3nFRo50*10由以上原件构成的Pl调节器的动态跟随指标为i 4.3% 5%满足设计要求，于是最终的ACR结构如图(2-6 )所示:图2-6 ACR最终结构图2.1.4 转速调节器设计1 .电流环的等效闭环传递函数设计好电流环后，开始设计转速环，一个环节，为此需要求它的流环经过简化后可以视为转速环中的 闭环传递函数。由式(2-6 )知道其开环传递函数为/、 M，故可以求出其闭环传递函数：s (Top iS 1 )Wd 叫炒q 1s(t7s 1)Wop (S)Kis(T 工 1)忽略高次项，可以近似为：WcMs) / Kl近似条件为：F cn 1 , cn为转速开环频率特性的截止频率。2.转速调节器结构的选择 接入转速环内，电流环等效环节的输入I i2SK|$1Ki2-132-142-15量应为U； (s)，因此电流环在转速环中等效为:2-16 )Id(s) Wcli U；Kns1这样，原来是双惯性环节的电流环控制对象，经闭环控制后，可以近似地等效成只有较小时 间常数的一阶惯性环节。用电流环的等效环节代替图2-3中的电流环后，整个转速控制系统的动 态结构图便如图2-7所示。图2-7电流环等效为一个环节后的转速控制系统结构框图和电流环中一样，把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信号改成U*n(S)/，再把时间常数为1/K和Ton的两个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常数为的惯性 环节，其中2-17 )Ki为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前面必须有一个积分环节，它应该包含在转速调 节器ASR中，现在在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因此转速环开环传递函数应共有 两个积分环节，所以应该设计成典型n型系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要 求。由此可见，ASR也应该采用PI调节器，其传递函数为：2-18 )WASR(S) Kn( nsl)nS其中Kn为转速调节器的比例系数，n为转速调节器的超前时间常数。经过整理可得，调速系统的开环传递函数为：Wn(S)1)S2(T nS 1) 其中KnRKnceTm上述结果所需要服从的近似条件归纳如下：1 kTcn 3 T.2-19 )2-20 )2-21 )3.转速调节器参数的计算转速调 节器的参数包括Kn和n。按照典型n型系统的参数关系有:2-22 )nhT n2-23 )Knhi2 傕T2nKn(hi) CeTm2h RT2-24 )2-25 )对于中频宽h的选择， 般取5能够满足跟随和抗扰性能都较好的原则， 果不能满足系统的动态性能要求则做适当的调整。4 .转速调节器的实现含给定滤波和反馈滤波的PI转速调节器原理图如图28所示，图中U；为转速给定电 压，Un为转速负反馈电压，调节器的输出时电流调节器的给定电压Ui* o其电路结构与电 流调节器雷同，Ri R2 R3 R4 Ro/2，Cl C2 Co。(2-26 )(2-27 )(2-28 )电阻电容的取值如下：K R5k Ron R5c3T 1 RCTon R0c04根据以上讨论，本设计中的ASR设计如下：图2-8含给定滤波与反转速滤波常数Ton根据测速发电机的纹波情况，取Ton 0.001S馈滤波的P|转速调节器于是转速环小时间常数Tn 1 %n 0.0002s 0.001 s 0.0012sKi按跟随和抗扰性能都较好的原则，取h 5，则ASR的超前时间常数为hT 5*0.0012 s 0.006s由式（2-24 ）得：电流环等效时间常数为1/K，前面已娶选舞0口惟.&.则解s由题意可以算的:hi2h2T2n225*26 2 83333.3s 2*0,0012 2UN IN *Ra 230 37*1.0 0.133 Ce雨1450Un* 14.5nN 14500.01（不妨设Un*为于是由式（2-25 ）就可以得到:K（h 1） CeTm Kn 2hRTn6*0.33*0,133*0.072*5*0.01*1.5*0.0012102.41面验证近似条件是否满足:KnKnn 83333.3*0.006500s 1电流环传递函数简化条件为1 /R7 1 50003 而 3 0.0001满足条件2357.02转速环小时间常数近似处理条件为1 kT 1 5000V 3 b,001满足条件745.36cn卜面开始计算实现电路所需要的电器元件的取值，取 Ro 10kRs KnRo102.41*10 k1024.1k , 取 1Mc00.006 9C3 Rn5 6 F 6*10 9F 6nF ,取 6nF 1 *106410n4*0 0014U,URFO4*1O6FO.4F,取 0.4 FRo1O*1O3所以最终的转速调节器的电路如图2-9所示:图2-9转速调节器ASR最终形态根据h 5可以得知，转速超调n37.6%，这显然是不满足设计要求的但是实际上由于突加阶跃给定时，ASR饱和，不符合线性系统的前提，应该按ASR退饱和的情况重新计算超调量。设理想空载启动时负载系数Z 0，过载系数一般取1.5，R Ra Rrec1.5，Tn0.0012s，当 hn2（ %产品）（RI* 1.5*37nN n417.3r/min，n* 1450 r/min，Tm 0.07s，Ce 0.133m5时，查表可知 Cmax/Cb81 .2%于是有：n nNTn417.3 0.0012z） *N n 2*81 ,2%*1 5* * 0.012 1.2% 8% n* Tm 1450 0.07这显然是符合题目要求的。下面考虑系统在满足稳态性能要求的时候稳定运行: 由上述过程已经有：CeUn In *Ra230 37*1.0nN14500.133nop nN417.3 r / minAns nci 1450*0.02.D（1s）一（1 oo2） 2.96r/minm1/51/101/201/30面还可以计算出闭环速降为：所以有系统开环放大系数应满足:417.3 1 1402.96nd而若要系统稳定运行则应有:20.07*（0.005 0.00006） 0.000062 n8o.680.005*0.000062K Tm (Tl Ts) Ts2TiTs显然K的取值同时满足稳态性能指标和稳态运行的要求。由以上过程可知，在满足静差率s 2%和调速范围D 10的条件下系统可以实现稳态运行，同时满足转速超调n8%和电流超调i4.3% 5%的要求。另外由表2-1n 10% 的。可知，当M汨%。抨, 50即m九时，可以推断动态速降一定是满足A Cmax/Cb*100%tm/Ttv/T表2-1典型I型系统动态抗扰性能指标与参数的关系对于ACR，为典型I型系统，可以近似计算调节时间：tsi 6T 6T 16*0.0001 0.0006s 对于ASR，为典型II型系统，调节时间满足的关系可以由表2-2知道，当取h 5 时调节时间 ts29.55T 9.55T n 9.55*0.0012 0.01146s系统其他部分设计2.2.1 IGBT驱动器的设计本设计采用了集成芯片EXB841作为隔离栅双极性晶体管(IGBT)的基极驱动器。EXB841 是混合IC，能驱动高达400A的600V IGBT和高达300A的1200V IGBT由于驱动电路信号 延迟不大于1us，因此此混合IC适用于高约40kHz的开关操作。其引脚功能如下(引脚图如图 210所示)：图2-10 EXB841引脚图1 ：连接用于反向偏置电源的滤波电容2 ：电源(+20V)3:驱动输出4 ：连接外部电容，防止过流保护误动作5:过流保护输出6：集电极电压监视9 :电源(ov)14、15 ：驱动信号输入(-、+)在实际应用中的电路接线图如图2-11所示：图2-11 EXB841的实际应用电路2.2.2 转速与电流检测电路2.2.2.1 转速检测电路 与电动机同轴安装一台测速发电机，从而引出与被调量转速成正比的负反 馈电压U n，与给定电压U 相比较后，得到转速偏差电压Un输送给转速调节器。测速发电机的输出电压不仅表示转速的大小，还包含转速的方向，测速电路如图2-12所示，通 过调节电位器即可改变转速反馈系数。图2-12转速检测电路2.2.2.2 电流检测电路通过霍尔传感器测量电流的原理如图2-13所示:图2-13电流检测电路2.2.3 三相桥式不控整流电路 使电机运行还需要额外提供一路 流电路组成，考虑到电机额定功率 虑到整流电路的损耗和留出20%的余量，230V直流电源，该电源由三相桥式不控整Pn8.5KW ,所以变压器的功率要高于这个值，考变压器功率应取Pt 1.2Pn 10.2kW，取10kW即边绕可。至于变比，考虑到若后级加入的电容够 大，基本上能够把电压拉平，则变压器副组电压应该为U2230V/1.4 164.2V，就取165V。为了避免整流电路产生的高次谐波污染电网，所以变压器原边绕组采用接法，副边绕组采用丫型 接法，所以变比为3U 3*220 k12.3。具体电路结如图2-14所示:U2 165图215三项桥式不控整流电路2.2.4 保护电路设计2.2.4.1 过电流保护电路直流电动机全压启动时，如果没有限流措施，会产生很大的冲击电流，这不仅对于电动机换向不利，对对过载能力低的电力电子器件来说，更是不能允许的考虑到，限流作用只需在起动和堵转时起作用，正常运行时应让电流自由地随着负载增减。如果采用某种方法，当电流大到一定程度时才接入电流负反馈以限制 电流，而电流正 常时仅有转速负反馈起作用控制转速。这种方法叫做电流截止负反馈，简称截流反馈。电流截止负 反馈电路图如图216所示：图2-16电流截止负反馈另外，除了加入电流截止负反馈以达到当电动机全压启动时限制电流的目的，还应该在主回 路中加入快速熔断器，以限制流过其他电力电子元件的过电流。2.2.4.2 过电压保护电路此处的过电压保护主要是针对三相整流电路，这是由于，在IGBT的前级已 经用驱动芯片做了 缓冲，所以在PWM调节器，ASR转速调节器和ACR电流调节器中都不会出现所谓过电压的情况，唯有在全压启动，或电机处在非额定的运行状态下时，提供电 源的三相整流电路可能出现过电压而烧坏桥臂，所以过电压保护电路主要使用在三相桥式不控整流 电路中。图2-17示出了各种过电压保护措施及其配置位置，各电力电子装置可视具体情况之采用 其中的几种。其中RC3和RCD为抑制内因过电压的措施，其功能已属于缓冲电路的范晴。在抑制 外因过电压的措施中，采用RC过电压抑制电路是最常见的。RC过电压抑制电路可以介于 供电变压器的两侧，或电力电子电路的直流侧。对大容量的电力电子装置，可以采用反响阻断式 RC电路。有关保护电路的参数计算可以参考相关的工程手册。采用雪崩二极管、金属氧化物压敏 电阻、硒堆和转折二极管等非线性元器件来限制或吸收过电压也是将常用的措施。图2.17过电压保护示意图其中，阻容三角式抑制电压方式如图2.18所示图218阻容三角式抑制电压方式压敏电阻式电压抑制方式如图219所示，压敏电阻器并接于被保护的I C或设备电路上，当 电压瞬间高于某一数值时，压敏电阻器阻值迅速下降，导通大 电流，从而保护后级的I C或电器设 备。图2-19压敏电阻式电压抑制方式另外，还需说明的一点是，由于采用的是双极性 PWM调速系统，所以电机的 制动部分就采用反接制动是最方便的，而且也不用外加什么额外的元器件，只需要通过调整 PWM调节器的输入电压即可实现极性的切换。小结与体会通过这次运动控制系统的课程设计，我对于运动控制系统中的PWM整流调速系统的结构和工作原理都有了更加深入的了解。以前只是粗略的知道一些PWM的工作方式，没有 考虑过与双闭环直流调速系统的结合使用的具体细节。课程设计不仅是对前面所学知识的一种检 验，而且也是对自己能力的一种提高。通过这次课程设计使我明白了自己原来知识还比较欠缺， 自己要学习的东西还太多。以前老是觉得自己什么东西都会，什么东西都懂，有点眼高手低。通过 这次课程设 计，我才明白学习是一个长期积累的过程，在以后的工作、生活中都应该不断的 学习， 努力提高自己知识和综合素质。通过这次课设我对运动控制系统中的许多概念都有了新的理解，相信这些东西对于我将来的学习乃至工作都是非常有用的参考文献1陈伯时.电力拖动自动控制系统.第3版.北京：机械工业出版社，20032陈伯时.自动控制系统,北京：机械工业出版社，19813王兆安，黄俊.电力电子技术,北京：机械工业出版社，20004李发海，王岩.电机拖动基础.第3版.清华大学出版社，20055彭鸿才.电机原理及拖动.北京：机械工业出版社，1996