用于汽车LED灯非接触供电电路

用于汽车LED灯的非接触供电电路设计目录用于汽车LED灯的非接触供电电路设计 I摘 要 I1.1 引言 11.2 非接触供电系统研究现状 11.3 非接触供电系统的供电原理 31.4 非接触供电电路的研究目的 41.5 非接触供电电路研究意义 11.6 本章结论 42 变频器全桥输入的电压谐波分析 52.1 简介 52.2 LCL-Tet 系统非线性模型. 62.3 固定频率的谐波分析 . 72.4 ZCS 谐振频率的谐波分析. 82.5 电力输送的比较 . 102.6 结论 113.1 能量转移拓扑 . 123.2 旋转变压器的电磁学和热学建模 144.1 逆变电路拓扑结构的选择 . 错误！未定义书签。4.2 逆变方式选择 错误！未定义书签。4.2.1 全桥变换电路的介绍. 错误！未定义书签。4.2.3 全桥变换电路特点分析 . 错误！未定义书签。4.3 串联谐振 错误！未定义书签。4.4 选择芯片的介绍 . 错误！未定义书签。4.4.1 SG3525 的内部框图与引脚图 . 284.4.3 SG3525 的工作原理. 错误！未定义书签。5 非接触车灯供电电路 285.1 主电路结构及其工作原理 295.2 控制电路 305.3 非接触供电电路稳压分析 306 非接触车灯供电电路的设计和仿真 316.1 非接触供电电路工作原理分析 316.2 非接触供电电路设计 326.3 非接触供电电路仿真 33结论及展望 31参考文献 35致 谢 错误！未定义书签。现在许多汽车供电用的都是直接用线圈，引起电缆接头故障的主要原因是电 缆接头压接处在长时间的运行过程中，由于环境问题导致压接点氧化，接触电阻 增大，压接点温度升高，使绝缘保护层老化或是由于汽车后盖开合使得电缆接头 磨损，折断等引起的短路事故，而且在大功率或恶劣条件下工作时容易引起电击、 火花和磨损等一系列问题，从而影响了供电的安全性和可靠性，缩短了电气设备 的使用寿命。如何降低非接触感应电能传输系统的成本，提高电能变换效率、减小电磁干 扰，都是在实际工程应用中必须考虑的问题。此外，不断提高功率等级、系统稳 定性和可靠性，增加分离变压器的气隙也是非接触感应电能传输技术需要解决的 课题。本文运用全桥式分离变压器松耦合供电的非接触供电方法，选用全桥式非接 触供电方式，采用SG3525勺芯片，利用PWMF关电源控制电路，有串联谐振产生 方波，来做成电路分析了非接触电能传输的原理与应用方法。本文最后用oread的pspice进行仿真，分析了电路可行性。仿真结果与预期结果进行对比，查看设 计是否具有应用价值。关键词：非接触供电/全桥式分离变压器/SG3525/串联谐振For the design of the contactless power supply circuit of automobile LED lampAbstractNow many car power supply are used in the direct use of coils, main causes of cable joint fault is the cable crimp in a long time in the operation process, due to en vir onmen tal problems result ing in pressure con tact oxidati on, con tact resista nee in creases, pressure point temperature, the in sulatio n protect ion layer is due to aging or automobile rear lid opening makes the cable joint wear, short circuit accidents caused by broke n, easy to cause a series of problems, such as electric spark and wear and work in big power or harsh con diti ons, thus affect ing the safety and reliability of power supply, shorte n the service life of electrical equipme nt.How to reduce the con tactless in ductive power tran sfer system cost, improve power con vers ion efficie ncy, reduce electromag netic in terfere nee, is must be considered in the practical engineering application problems. In addition, constantly improve the level of power, the system stability and reliability, increase the gap separati ng tran sformer is con tactless in ductive power tran sfer tech no logy problem n eeded to be solved.At the end of the two con trol methods respectively using orcad pspice simulati on, an alysis of simulati on results of their.Keywords: Un-c on tact power /Supply isolati on tran sformer /SG3525 /Half-bridge series res onan1绪论1.1引言现代电能传输主要是通过电缆进行传输的，这种传输方式由于摩擦、磨损的 原因造成了导线外漏，从而影响了供电系统的安全性、可靠性、减少了电气设备 的使用年限。例如现在许多的大型电气设备用的都是滑动接触供电，然而这种供 电方式在滑动时会出现磨损，接触点会出现电弧（即接触火花），导线裸露触电等 隐患。直接利用导线传输还会使周边环境出现高频强电磁干扰现象，特别是经常开合的汽车后盖，磨损情况更是严重，即影响了车的整体寿命，而且磨损裸露的 导线也使人身安全出现隐患，显然接触供电方式已经不能满足人们的生产和生活 需求，这时非接触供电技术得到大家的关注，而我所研究的是如何将非接触供电 技术运用于汽车车灯上，实现汽车 LED灯的非接触供电。本次论文设计以非接触 供电为基础，讲述了非接触供电电路的工作原理，围绕全桥式非接触供电电路如 何用于汽车LED灯这个问题，阐述了非接触供电电路的工作原理和实现方式，通 过oread的pspice软件进行了仿真，证明了非接触供电电路的优势与实施限制， 下面是非接触供电电路的原理框图，也是本次设计的主要方向。1.2非接触供电电路研究意义自从感应耦合电能传输技术出现以来，越来越多的人投入到了非接触式电源 的研究应用中，并且出现了成就。而我国在非接触电能传输方面所出的成就大多 为逆变器研究，对于非接触电能传输系统则大多是根据工业生产和人们生活电 气化和智能化的需求，而且非接触供电系统在工业生产，智能家电，医疗电子器 械和电气化交通工具等领域中也十分具有前景，非接触供电技术的研究与应用技 术的探索将会推动我国电力技术的发展，填补我们非接触供电在众多应用领域的 空白。目前所用的非接触供电系统输出电流大， 频率高，而且传统AC-DC-A（初级能 量变换模块由于需要整流、滤波、逆变等环节而增加了开关管数量，从而使器件 体积增大，而且控制这么多的模块，操作起来也比较复杂，由于存在磁感应现象 而使得系统的稳定性不太容易达到。本次毕业设计的目的就是研究非接触电能传 输系统运用AC-AC变换器来来提高系统运行效率并且保证系统稳定性。由于交 - 交变换器减少了了直流环节，所以所用的功率原件也就减少了。只要控制好全桥 系统的四个开关管就能达到高频逆变的目的，而且由于减少了了电路环节，所以 系统体积也会减小。这应该就是非接触电能传输系统今后的发展放心吧：小型、 高效、稳定。这次论文设计要解决的问题是：如何缩小逆变器体积，提高电路功率密度， 增加电磁感应耦合系数和提高电流频率。实践证明，过高的 dv/dt, di/dt会产生 电磁干扰，而且还会增加开关损耗，经研究发现，开关频率越高，开关损耗也越 高，无源器件的损耗也越来越大等等问题。如何有效的减少电磁干扰，降低开关 损耗，使电能传输效率增大的同时又不影响对电压波形的分析是此次研究重点。 也是提高系统可控性与稳定性的关键因素，鉴于此，我们选择了软开关谐振逆变 电路一移相全桥零串联PW逆变器。1.3 非接触供电系统研究现状近年中科院院士严陆光和西安交通大学的王兆安等人也开始对该新型电能接 入技术进行了研究，并在国内杂志上发表了几篇文章 【3】。重庆大学自动化学院非 接触电能传输技术研发课题组自 2001 年便开始了对国内外非接触式电能接入技 术相关基础理论与实用技术的密切跟踪和研究，并与国际上在该领域研发工作处 于领先水平的新西兰奥克兰大学波依斯 （ProBoys） 教授为首的课题组核心成员 PatrickAiguoHu（ 呼爱国 ）博士进行了深层次的学术交流与科技合作，在理论和技 术成果上有了较大的突破 【3】。 2007年 2月，课题组攻克了非接触感应供电的关键 技术难题，建立了完整的理论体系，并研制出了非接触电能传输装置，该装置能 够实现600M1000W的电能输出，传输效率为70%,并且能够向多个用电设备同 时供电，即使用电设备频繁增减，也不会影响它供电的稳定性【3】。现阶段，国内 非接触电能传输主要是系统谐振频率及原副边的补偿电路拓扑等，基本上还没有 脱离理论研究走向实践，有的也是在实验室研究阶段；而国外在非接触式电能传 输技术的研究上已经有所突破，不断提出新的概念、新的理论、新的设计方法， 不断完善系统的供电性能。可以预计，不久后，非接触电能传输技术及产品开发 会是电力电子应用最活跃的研究领域之一，也将会是工业自动化及能源利用的重 点投资领域之一。未来的十年内，实用、高性能的非接触式电源产品将会逐渐进 入市场并被广泛运用。感应耦合电能传输技术概念被提出以来，非接触式感应电能传输技术一直处 在不断的发展与完善当中，而且感应耦合技术与当今的电力电子电能变换技术和 单片微机控制技术灯的结合取得了不错的成就，非接触式感应耦合电能传输技术 已经成为世界电能输送重点研究的前沿研究课题之一。非接触式感应耦合电能传输 （I 非接触电能传输 ）系统摆脱了传统供电方式通过电缆直接接 触的供电方式，通过松耦合感应的原理向负载提供电能，解决了电弧的问题，也避免了机构 磨损所造成的问题， 具有安全， 环保， 低维护的优点。 非基础电能传输系统主要由控制模块、 能量发送模块和能量接收模块组成，两个线圈感应耦合从而实现能量的传输，其实，电能非 接触传输模式是一种基于电磁感应耦合理论，现代电力电子能量变换与控制与一体的新型电 能传输模式 【5】。实现了电源与用电设备不用导线连接而能完成供电目的的功能。非接触电能 传输实现电能传输过程的安全、 可靠、 灵活和高效的特性。 它以这些优势收到了人们的关注， 不仅仅局限于汽车后盖的 LED 灯，在电动汽车、航空航天，新能源发电、医疗仪器、通信设 备等领域也很有前景，随着材料学、电力电子器件、功率变换和控制技术的发展，非接触电 能传输技术将会有理论走向实践。本段摘自参考文献。1.3 非接触供电系统的供电原理 （最好举个例子说明一下）非接触电能传输系统是利用松耦合方式将电能从静止的一次侧绕组向运动的 二次侧绕组传递能量的，利用了现代电力电子能量变换技术和磁场耦合技术，通 过了现代控制理论和微电子控制技术实现了静止设备向运动设备的电能传输，使 人们不再仅仅依靠接触供电技术。与此同时，此项技术的出现也带动了相关科学 技术的发展，而且具有较高的使用价值和广阔的应用前景，推动了社会发展和人 类的进步。 而且相比于传统变压器初、 次级线圈用完整磁芯连接， 非接触供电技 术的初、次级线圈处于松耦合状态，初、次级之间的耦合变化特性是整个设计的 核心部分，非接触供电部分磁路的介质是空气。非接触供电能量传输过程为： 交流电源经过整流后得到直流电压， 直流电压经过交流逆 变后变为高频交流，在这样的初级回路中，采用整流和高频逆变，有助于提高初级线圈电流 的频率， 这样能提高整个系统的传输效率和功率密度， 还能减小系统的体积。 因为是非接触 供电，故这里使用的是分离变压器，采用松耦合的感应方式，在分离变压器中次级线圈通过 电磁感应产生感应电流，在经过整流滤波后为负载提供电压。例如现在进入市场的手机无线 充电系统、无线充电电动剃须刀都是非接触传输系统的典列。1.4 非接触供电电路的设计要求与研究目的1)设计要求(1) 输入电压24V,非接触供电输出电压10V,具有短路保护功能，输出功率5W；(2) 主电路和控制电路的设计，各部分的电路的设计和分析、工作原理和驱动 电路的设计，计算电路中所用的参数，重点计算非接触耦合变压器的各个参数， 在此基础上选择合适的器件；( 3) 使用仿真软件对所计算的参数和选择的器件进行了验证，由此根据性能的 需要辅助设计挑选合适的参数，使整个系统的设计得到了完善，在建立各个部分 模型的基础之上建立电路的整体模型，验证所设计的电源的可行性。2)研究目的 本文针对非接触电能传输的初级电能变换存在的问题，以及初级电能变换电 路对输出电流的高频性、 平稳性、 稳定性的要求。 分析了一种新的能量变换模式， 即双向开关高频直接ACyAC变换模式，并就其应用于非接触电能传输系统的有关 控制问题以及相关特性进行了系统研究。 该方式由于无直流环节与高频逆变环节， 功率器件少， 功耗少， 变换器体积小等特点， 使系统的初级能量变换具有高效率， 高功率因素，并增强了系统稳定性。1.6 本章结论本章介绍了非接触系统的概况、研究现状；阐述了非接触供电系统的供电原 理；最后阐述了本论文的研究目的、研究意义以及论文的主要内容。以及简单的 原理介绍等，为本次毕业设计方向奠定了基础的同时也确定了研究目标。2 全桥型驱动电路电压输入波形谐波分析经过皮肤能量传递系统提供了用于生物医学设备植入式供电的非接触穿透皮 肤的新方法。由于该系统使用了高频率关的功能，为了安全考虑此设计系统必须 符合EMC匡架和安全保证。本文提出了变频器全桥输入的电压谐波分析方法，用 小参数和频闪映射的方法建立非线性模型，然后进行分析。稳态分析结果表明， 在零电流软开关（ZCS）的谐振频率时，电压馈送LCL型转换器不仅具有使最小 电流开关失真作用，还可以提供更高的功率和相比传统的工作在标准谐振频率不 能实现充分 ZCS 的优势。得到的研究结果对电磁干扰的分析、电压馈送 LCL 型 转换器和 TET 应用设计特性的研究是非常有用的。2.1 简介电感耦合的经皮能量传递供电系统对通过植入式电池或穿过皮肤实现非接触 皮肤供电提供了一个很好的方法。 该技术对于长期运行具有高功率消耗 的可植入 装置非常有用。TET 系统可以被视为一个由外部的初级线圈和次级线圈松耦合植入的直流转 换器，它基于全或准谐振 3 的各种软开关技术，目的是为了减少开关损耗和高开 关频率和其谐波引起的EMI （电磁干扰）。TET系统需要具有一个用于产生磁场的 外部耦合线圈，高质量的波形要求尽量减少电磁干扰和功率损耗，所以全并联或 串联谐振电路中经常使用的电源转换器的设计4就应运而生了，在本文中，主要 是针对一个电压馈电Tet系统与一个电容电感器（LCL ）串并联谐振电路的初级 侧和二次侧并联谐振电路的研究。交叉网络作为电压馈全桥拓扑的结构，可以起 到控制实现零电流软开关（ZCS）的作用。稳态下的交流阻抗分析方法5-8和广义状态空间平均（GSSA）方法经常被用 来分析谐振变换器TET系统的稳态运行的状态。交流阻抗分析方法是基于假设励 磁电压或电流源的正弦频率和系统谐振频率都是由谐振电路（即共振频率）决定 的，即当系统最大功率达到饱和状态时，小型和中型的谐振槽与系统开关频率具 有相同的谐振频率。然而在实际上，电力电子电路的谐波分量和他们系统上无法 操作频率的因素都影响谐波含量分析。 GSSA 的方法是通过一个滑动窗口实时更 换域变量中的复杂的傅里叶系数变量。该系统是利用线性列表得到动态线性模型， 然后用于分析谐振电路的性能，虽然这种方法在理论上是有效的，但是通常由于 GSSA模型在实际电路的分析和设计中很复杂，所以GSSA方法并没有多少实用性。 另一种分析方法是在1994年提出的，它结合了谐波平衡和摄动技术分析 PW开关 模式转换器来分析的。此方法也被称为等效小参量法(ESPM)，而且已被证明是 一个简单准确分析硬开关PWM控制12-16非线性高阶的DC-DC转换器的方法。不过 在将此方法应用于软开关变换器的困难是必须事先知道软开关的频率。在本文中，该ESPM的方法扩展到进行全零电流开关变换器的谐波分析，电 压馈入全桥式LCL型TET系统使用的是组织分析和频闪映射方法(SMM )。计 算当系统在固定的正常谐振频率和 ZCS谐振频率工作时，波形的基波与谐波含量 结果从而进行比较。ESPM方法采用了 Matlab方法计算结果进行数值模拟得出再 由PSPICE得出最终结果。最后电能传递给基于已评估过的谐波负载的负载电压波 形来维持平衡。2.2 LCL-Tet系统非线性模型电压馈全桥LCL-TET系统如图2-1 0假设所有的开关和电压源都是工作在理2兀T =想状态，切换周期是，开关的占空比为50%在这里，我们介绍一个非线 性周期函数g ( t)0函数g ( t )如下：旳一(11g(t) = F(t (k1 开)北 tkT (t kT) kJI 2丿_在阶跃函数名(t)中。使用函数g (t )，Tet系统的稳态等效电路可以被建模 为一个周期时变系统。图2-1全桥式LCL型TET系统的基本结构该系统微分描述方程如下:(2)稳定状态的解决方案（2）可以得到如图所示ESPM勺方法14 x = a0ew+2； ameJ(2mz +c.c玄=-G 0 B b|為二-G p m B bm , bm是函数g（t ）傅立叶级数展开系数。C.C表示复共轭g(t)二為 bmejm， c.cm=1方程（3）给出了简单的稳态电压馈全桥 LCL型TET系统的解。它包括奇次谐 波项和其他高阶谐波项。作为稳态交流分析方法时的结果奇次谐波在系统在谐振 频率是固定的情况下用方程（2）的方法得到了相同的解决方案。2.3固定频率的谐波分析目前，设计一个Tet系统的操作惯例是强制系统处在标准的谐振频率下，在 初级和次级电路完全调谐到这个频率时，达到近似最大功率5-8。系统在完全调谐 频率操作条件的频率计算如下：对全桥变换器LCL型参数如表1所示，当系统在在标准谐振频率180kHz操 作时PSPICE仿真结果如图2-2所示。ir、ip、u。的波形和频谱的ESPM别见图 2-3、图 2-4VCs|lllr)l|Lp|图2-2用Pspic的稳态波形仿真V|Cs|ULrJI(Lp)2015105D5-10-15 -2000.00500100150020 0250 03t(ms)图2-3稳态波形的ESP研析(lLr为粗实线、lLp为细实线、VCs为虚线)图2-2所示的仿真结果与图2-3所示的ESPM结果吻合很好。可以看出，即 使系统是处于完全的调频情况下，第二次和第三次谐波的开关电流波形还是很大。 在这种情况下，总谐波失真(THD )的电流ir计算如下：2.4 ZCS谐振频率的谐波分析电压馈全桥LCL型转换器能够实现控制开关在谐振频率为零时换向零电流 交叉时刻的软开关。所以当系统处在 ZCS谐振频率操作下开关损耗和 EMI都将大 大降低。该系统的零电流谐振频率是利用频闪映射方法17 确定。检测零电流交叉点的功能图表及函数如下ZCPsT0T0T0T0Time(us)3.774.5911.3211.67ZCS f(khz)265.5217.8488.3385.65THD of i r0.51%39.12%616.4%141.6%表II充分调整LCL型转换器时的四个ZCP波形其中A=-G（O）, Bi=-B , Y=1 0 0 0 0 为选择向量，I为具有与矩阵A相同顺 序的单位矩阵。A完全调谐系统（Lr=Lp）所有使用参数与表1里面的相同，已经发现了会有四零个交叉点（ZCP）可 在该转换器实现零电流软开关。这四个 ZCP及其相应的ZCS谐振频率记录在表II 0当转换器在ZCP点工作时，操作系统中二次谐波 T2和T3占主导地位（从图 8的（c）和（d）可以看出），谐波含量超过1o （b）和（d）应用于在实际中但应 避免较高的THD而（c）被应用于感应加热18 o当工作在T0点，电流振荡的开关频率相同，而其他三个 ZCS结果在一个频 率周期时间内切换振荡。案例（一）代表了基本的 ZCS模式。另三例被称为高阶 谐振模式。B系统部分谐调（Lr工Lp该系统在部分的调谐操作条件给出了以下函数，1 1其中Lr工Lp就两种不同情况进行分析，（1） Lr =2Lp; （2） Lr =0.5Lp，ZCPS 检测函数见表10oI =21当LrLp时，从图10 （a）可以看到系统中有两个ZCPo如果系统运行在标准的谐振频率，ir的THD为22.89%oKs3l.Jg-tl-4LFT图2-4零交叉点检测功能表(a)Lr =2Lp (b) Lr =0.5Lp当Lr =0.5Lp时，从图2-4 （ b）可以看到系统中有8个ZCP。ir的THD结果见表四，除T3夕卜，ZCP点在一个开关周期其第二谐波是电流振荡的3倍。其频谱波形如图13和图14所示。在T3的ZCP点，THD值用以下函数计算：10THDV；100%0 %22.56= 3.42%(9)电流ir的谐振频率THD为97.3%2.5电力输送的比较除了在工作时系统的波形谐波分析，输出功率的分析结果也在列在表V （固定的名义谐振模式）和 VI （ZCS模式）呈现出来了。从表 V可以看出如果主级 和次级电路都是完全的调谐模式下电感Lr对输出功率影响比在固定的名义谐振频率情况下要小得多。从表VI可看出在所有可能的ZCS模式中，处于基频的ZCS 模式可以提供比其他高阶ZCS模式更高的功率。但在另一方面，当系统在每个可 能的ZCS操作谐振频率下，特别是运行在基频的ZCS模式下电感Lr对输出功率 的影响是显著的。这是由于电感 Lr值改变了系统的ZCPs。Lr值越低，基本ZCS 系统的谐振频率就越高，就能传递出更多的输出功率。进一步比较表V和表VI，在相同的系统下，频率负载在基本的ZCS模式下比在固定的名义谐振下能够传递更高的功率，完全可以从7.05W调整到303.5W。MODEPartial tunedFully tunedPartial tunedLr=0.5LpLr=LpLr=.2LpF=180khz7.477.055.59表V固定的名义谐振模式下输出功率的比较ZCPs MODEPartial tunedFully tunedPartial tunedLr=0.5LpLr=LpLr=.2LpT0576303.349.1T12.54.25.8T268.531.85.8T31.13.1T425T52.1T611.6T72.2表VI ZCS谐振模式下输出功率的比较2.6结论在本文中，建立在一个周期内随时间变化非线性模型的模式以及SMM方法都可应用于分析生物医学LCL型和TET系统在电压馈全桥的谐波失真状态。通过 研究固定名义的谐振模式和ZCS模式，可以发现虽然高阶谐振模能够降低在高频 率的电流波形生成时开关频率式，但基本ZCS模式能够产生较少的开关电流失真 现象，并提供比其他的操作模式更多的功率。这项研究的成果对设计下一代的电 源转换器，以及应用电磁干扰和降低 TET的功率损耗等后续研究都是非常有用 的。3 基于旋转变压器的非接触电能传输系统本章讨论了应用于旋转变压器非接触能量传输。利用旋转变压器来替代电线 和集滑环；灌形磁芯几何用于旋转变压器的不同绕组和拓扑结构的比较；变压器 在电磁域和热域的分析；每个模型的不同域是分开的。有效性的分析模型二维和 三维数值的模拟和测量。原型旋转变压器的旋转速率 1 千瓦的峰值，旋转速度为 6000转/min。原型制造使用的是罐形磁芯和测试的实验装置。在许多现代机电系统设计中， 力到旋转部件的转移是十分重要的角色， 例如， 在机器人技术和工业应用中的电力需要传输到旋转变压器。如今，电线和滑环用 于传递动力的转动部分。电线的缺点是限制旋转角度的单一性和限制增加刚度。 尽管大量的研究和发展可靠耐用的滑环，接触磨损以及振动信息限制的寿命， 并经常需要维护。 1。此外，接触磨损造成的尘埃粒子， 这是不必要的无尘室和空 应用。一个克服电线和滑动环这些缺点的方法是采用旋转变压器非接触式能量传递 系统。变压器转换电源在一个气隙， 一个物理分离提供能够旋转变压器的二次侧。 额外的优势可以自由在绕组的比例，改造主要电压等级的负载的要求1970年代以来对该非接触能量通过一个旋转变压器传输进行调查 2 。后 来旋转变压器的概念应用于像经皮能量传输心脏起搏器 3 和 4 感应充电， 这两种情况得益于大学英语。旋转变压器可用于转移电源和数据信号部分的同时 运动，通过使用一个额外的电感或电容性接头 5 。轴向旋转和罐芯变压器可以用于旋转变压器。双方进行了 6 中从总量与 效率。锅核心几何，图 1 所示，提供更好的性能指标方面的磁通密度，磁耦合和 损失。因此，这个拓扑会在这篇论文中进一步探讨。峰值功率为1千瓦的旋转变压器转移到负载的设计，以 6000转/m转动的电 子器件上的负载需要输入直流电压为 50伏，首先，几何的旋转变压器的分析。 其 次，来源于电磁和热性能的变压器模型分析。最后，原型变压器的设计和制造来 证明模型分析。3.1 能量转移拓扑旋转变压器的工作原理可从法拉弟定律和安培环路定律获得。应有楞次定律并获得正玄激励，等效产生一个方程的感应电压超过n-turn绕组和表达的转移,独立的数量化(1) (2)其中f是施加电压的频率，Bpeak是峰值磁通密度，kf形状的填充因子的绕组横截面的内芯Ae，是最小的核心区域，S是可绕组，定义如图 3-1。几何顶视图和截面转动壶形铁芯变压器是的图 2a和图2b。相应的几何参数中列出的表1，这 些表达式可用于确定核心几何和主要参数在开始设计一个旋转变压器。在每一个 核心压痕可以发现，弓I导线该绕组的核心，创造了一个不完整的轴对称布局。影 响的压痕的权力转移在旋转过程中的三维有限元研究模型7。图3a-d表明反应的中学电压变化的电阻负载不同相对位置的核心凹陷部分。在每一个图额外插入 相同的反应曲线不同的角位置被发现。可以假定为一个轴对称几何进一步分析。图3-2、不同相对角的二次电压特性在核心的缩进位置I1图3-3、同轴相邻绕组的拓扑结构（a）和（b）ParaitieLerDeschi珥 r 厂2、口Radius ot the dil terecil core partsOuler height a c(re lu.h eElciuht of the indiim urea Ljeiglh of the air gupEffectiw nnv jjeaSW indiiii： jjcaApNumber of tuim on the prinuirj sideNumbcj of turns on ihc止try表1、图2图4的几何参数旋转变压器可以作为直流-直流电源转换器系统的一部分。在初级侧的旋转变 压器，由一个全桥式转换器将一个直流电压转换为高频电压。从而降低了变压器 的尺寸和最大的功率传输，如图 3-2所示。在变压器的二次侧，高频电压经过整 流，提供给负载。两种不同的拓扑结构放置在绕组旋转壶形铁芯变压器伤。第一 部分是相邻的拓扑绕组的拓扑结构，这是显示在图3-3、a,其中每个绕组放在一个单独的核心的一半。因此，一个侧变压器可以完全独立于对方，例如，放置在 真空中。二拓扑是同轴绕组的拓扑结构，这是显示在图3-3、b,在那里绕组放在每个其他。这种拓扑需要使用一个额外的绕组筒管，从而降低了有效绕组区。因 为两个绕组绕每一个小缺口之间的振动，由于旋转容易损坏绕组。在本文中，两 绕组的拓扑结构进行了比较和差异从磁和电角度的确定。3.2旋转变压器的电磁学和热学建模1、磁模型：一个轴对称磁场磁阻模型导出了计算电感变压器。磁通量路径, 已确定由一个二维有限元模型和基于物理布局磁阻模型已经建立。该模型表明，对于相邻绕组的拓扑。R代表磁阻、下标c,ag,lk分别代表核心、气隙、泄漏路径 的磁通。结合各一半的核心和间隙结果，磁阻网络可改写为一等效电路，其中，Lm励磁电感，Likp、Likz分别代表了漏电感的一次侧和二次侧。1）磁化的磁化电感电感计算。(3)RccRa Vzoro(4)Rcb(ri22 )()2二 z or其中Ro和Ri分别是外部和内部核心半径的一部分,（5）?Z为核心部分的高度。Ff，增加了计算气隙磁由于本边缘磁通周围的气隙，一个额外的边缘磁通因子,(6)（7）2）漏电感：在旋转变压器各种漏磁通线，不能连接两个绕组。因为这些通量 线没有一个先验已知路径，它是不准确的模型与磁阻网络等。不同的方法是计算 漏电感储存的能量在绕组体积。磁场能量的漏磁通可以表达的Llk|2 二-乩Hdv2 2 v（ 8）这是平等的磁场能量的绕组体积8 。表达的磁场力量可以发现由安培环路 定律。在用相邻绕组的拓扑结构，磁场strengthcan表达的初级绕组函数theaxial 长度(9)气隙中的磁场强度，可以定义假设一个统一的人造纤维（10）在次级线圈，磁场强度可以表达同样的（9）。作为辅助绕组空间是走过，磁动势的线性下降到零，因为 Np、i、p =-Ns、i、s求解积分，（8），产量（11）其中Lik是从总漏电感小学侧。类似的表达为漏电感可以衍生为同轴绕组的拓 结构，其中磁场强度应表示为函数的半径。3）验证：电感式的原型形成了从二维有限元计算模拟和测量的原型变形金刚（第四节）。电感的相邻和同轴绕组的拓扑结构分别如图7, 8所示。本数据显示通过增加气隙，磁化电感，从而也降低磁耦合。漏电感几乎不断的增加气隙取 决于绕组的拓扑。较低的漏电感被发现在该同轴绕组拓扑，为几乎相同的绕组的 磁通路径。在本文中假定的气隙长度为0.5毫米。气隙长度为0.5毫米，最大误差5%的 测量和分析计算电感。值得注意的是，旋转的内核与一个小的气隙之间，需要有 一个准确的变压器的装配。2、电动模型：完成电气等效电路，绕组电阻Rp， Rs与谐振电容Cp， Cs，已添加到电路，如图3-4所示。图3-4旋转变压器的电气等效电路1）绕组电阻：全桥式变换器的旋转变压器电压时一个方这增加了谐波的交流损耗。一个解析表达式的电阻丝的情况非正弦波形,础上推出了交流电阻公式2）谐振电容器：在变压器的两侧，谐振电容器已被添加到克服电压以降低漏 电感，通过增加当地电压从而增加磁通量密度。共振电容器可以放置在一系列或 平行的变压器绕组两端。被放置在初级侧的一系列谐振电容作为隔直电容和创造零交叉谐振电压。这使得有可能使用零电流开关，减少开关损耗。将初级并联电容器会导致高电流的 谐振回路由于咼频率电压。这样将避免增加功率损失。hSgnecK mqpirij k图3-5磁耦合的主共振电容的磁耦合影响曲线(14)添加在次级侧谐振电容器提高了功率传输能力。图3-5显示了 ofcp归一化值为改变磁耦合串联和并联谐振的二次侧造成不敏感的初级侧的谐振电容器磁耦合的变化，例如造成振动旋转，在谐振电容器二次侧串联放置一系列次级绕组。频率的电路工作在共振频率 Js可以计算通过(12)此外，谐振电路的行为过滤器过滤高次谐波，从而，降低传导损失3）功率损失：传导和磁芯损耗的主要在旋转变压器的功率损耗。传导损失Pcond，已通过公式（13）计算如下:Rond2PrmaRpI .maRs(13)其中1 prma是初级电流有效值，其中包括了反映负荷电流和磁化电流。核心损 失PCore由下列斯坦梅茨方程计算得到。其中Cm, C(T) , x和y是指定的材料常数和Vcore是磁芯的体积。这两个磁芯和传导损耗取决于频率。增加频率下的恒功率转移，提高由于增 加交流绕组电阻和降低铁芯损耗的传导损失，因较低的磁通量密度。对于一个特 定的功率传输，最佳分辨率 Js和磁场的磁通密度发现，造成最低限度的核心和 传导损失。4) 热模型：磁芯和传导损失导致变压器温度上升。他是本设计变压器热研究 的总要部分，因为相对磁导率的磁芯材料以及功率损耗，核心的温度依赖性。热 模型允许估计平均绕组和铁心温度。热等效电路采用的是有限差分模拟技术，其中热阻抗的概念是推导传热11 。 其中热热模型所划分的上半部衍生几何分成六个区域，在那里从I到V代表核心和区域VI表示变压器绕组。五各节点被定义为每个区域和传热节点模型的热电 阻。传导的电阻用新型传热区域对流阻力模型用于传热该区域边界之间空气。假 定在该模型的坐下边界没有热传递。每个区域的功率损失是由热源插在各个区域 的中间节点形成的。每个节点的平均温度是通过确定节点之间的热传递进行计算的，通过下式 表达：RjlTl - Q1(15)其中Rth是一个矩阵，其中包括所有热电阻之间的节点，T是一个向量组成的各个 节点温度，Q是与所有的热能流入一个向量变压器。热电阻是指使用传导和对流 传热系数，其使用规范查用相关手册。验证：为了验证热模型，建立一个二维有限元模型，以热假设。每个区域中心的最大温度见表U。最大误差分析和数值计算之间相对于环境温度为20?增加了 6.9%。表U各区域的平均温度(Tamb=20C )rii umertcaf （口GT6J.45K.7115K.2III58.2IV5B.257.7討60.K58.3VI6JJ5K.53.3结论本文提出了一种旋转变压器滑动环和电线从电源转移置换固定装置的旋转部 分。电磁和热模型分析，导出了与 7%勺最大误差与测量有限元模拟，两个最小的 原型变压器损失是制造和一个固定的电源变压器获得了100 W的和不影响旋转被发现的功率传输。相邻的同轴绕组的拓扑结构内旋转壶芯变压器与最小的功率损 耗的比较。得出相邻的绕组拓扑采用绕线区有效从而降低了频率和磁化电流获得 更低的功率损耗比同轴绕组的拓扑结构。4非接触电能传输系统的电容耦合功率流控制摘要：本文提出了运用功率流控制电能传输的非接触控制方法，被称为非接触电能传输（即容性功率传输）。利用两个半导体器件实现整流和功率流控制，即用 软开关来实现宽范围输出功率的控制，与传统的动态调整/失谐控制相比，本次所提出的方法不需要任何额外的无功能量，因此系统的工作状态很低，这有助于减 少电压/电流脉冲，也提高了系统的可靠性。由于减少了元件数量和简单的开关控 制，可以使系统非常紧凑和高效，理论分析和设计是有仿真结果得以证明的。I.简介：基于IPT （感应电能传输）的非接触电能传输技术已经发展到允许的参 考电源的带电负载的相对运动1。IPT技术成功的应用于包括植入式生物遥测试设备2，非接触式电池充电器3，电动汽车4等。然而，由于磁场的耦合 性质，IPT具有电力传输的局限性，如电能无法通过金属物体进行转移，高耸立 的功率损耗，和EWI（电磁干扰）。为了消除上述缺点，提供了可供选择的非接触电能传输选项，一种最近研究出来 的采用电场作为“能源载体”的新方法。与磁场耦合方式不同，这种新方法采用 两对松散耦合电容器“板，因此，它被称为容性功率传输（非接触电能传输）。 虽然一些基本的耦合分析已经得出了些结论6，但如何调节非接触电能传输系统 输出电压研究报道并没有对功率流控制方法的研究说明。RlPrimarvAmndarw图4-1非接触控制器的系统框图图1显示了典型的非接触电能传输系统的框图。电压源经过电压转换成为高频 率的交流电压，然后提供给原边的两块金属板。当副边的两块金属板放在他们附 近时，在金属板之间出现电场，由于电场的原因使得交变电流的场板之间产生位 移，从而可以使形成的电流“流动”通过。功率可通过一个整流器的无接触的转 移到一个直流负载RL电触点。在这样的系统中，在一次侧与二次侧金属板之间的 自有运动是被允许的。与IPT系统相类似，不论在一次侧回路还是二次侧回路不 同的调整和权力流量控制方法都被使用。在电源二次侧提出的分流调节起初被用于 IPT潮流控制7。这个简单的控 制器是很容易实现的，但在轻负载条件下他的功率效率是很低的。另一个常用的功率调节方法增加一个降压，升压或按在整流器8，9 后的降-升压转换器。类似于并联稳压器，电源效率在轻负载时低。初级输入端电压源大小的控制是通过（VS图1）另一种在10 研究的校准 功率流的方法。这种方法需要一个无线通信链接，例如一个RF （射频）通道检测到的输出在负荷侧电压，它是唯一有效的满调谐条件时，初级输入电压可以最小 化。一次侧功率变换器的控制或是二次侧补偿功率流的控制最明智的功率流控制 是IPT系统11 , 12 。然而，高阶涉及非线性谐波，调谐范围小切换过程中限 制了它的应用。线性调谐利用磁放大器控制成功地应用为了减少谐波，提高功率 效率13 ，然而，笨重的磁芯需要大大限制了它的可用性。本文提出了一种功率流控制方法适用于低功率非接触电能传输系统。这个方法只用了两个 半导体开关代替两个二极管构成全桥式整流器。集成的控制电路和整流使得电路结构简化并 且也减少了功率损失。论文的结构安排如下。第二部分介绍了拟议的非接触电能传输系统。在第三节主要解说的是非接触供电部分控制算法。第四节执行控制操作分析和第五部分显示 了仿真结果和讨论。最后在第六章得出此次研究的结论。2.非接触电能传输系统的概况提出提出的的非接触电能传输系统与集成精馏和功率流控制见图2。一个现任美联储pushpull谐振转换器是用来转化一个直流电压源成高频交流使用两个场效应管S1和S2。L1和L2作为一个阶段分裂变压器和直流电感形成准电流源。Cp和Lp形成一个平行谐振回路。一个独特的特征是客户这个转换器所需的电源和信号得到驾驶S1和S2直接从电压在主要的开关设备 ,所以逆变器是完全自治和零电压开关(ZVS)没有任何额外的控制器来实现。一个调谐电感Ls是放置在系列与两双耦合板Csi和Cs2。修改后的论文之全桥式整流器和一个并行滤波电容器 Cf的高频交流电压转换成直流输出电压供给负载Rl。两个高速IGBT开关保持和原版 Sc2所示这里使用阴影区是重要的调节输出电压。六世和高频交流电流电压 检测盲降调节和软切换。TA表示电流互感器检测盲降。详细的控制算法将会在下一节详细介 绍。图4-2提出的非接触电能传输系统图如果L1和L2的设计远远大于Lp,Cf足够大来平滑，简化电路模型重要的可以得到如图3(a)和能见度水平可以表示如下:V 二二CsRacv(1)L 2：2 ac 22LCs(Rac rcs) j( 订$-1)】cp其中CS = CCs2 , rcs = tan ,恵=8；尺vcp、rcs tan3和Rac分别表示谐振电压、 Cs1 +Cs2Cs応电渣重熔(等效串联电阻)的电容性耦合板、耗散因子之间的介电材料的耦合板、和等效交流电阻的直流负载。在充分调整条件状况下，3 LpCp=w LsCs=1,谐振电压vCp大致可表示为：V卜、.s Vic假设电流的正方向是从左到右，如图2所示，然后如果Ils 0，控制器将Sc2将立即被关闭，要不然Sci图4-3简化的电路模型根据图3(b)和(c),输出电压可简化为Vl4J2 卿 CsRl28，CsRl 二 tan、(3)和最大输出功率时，这两个控制开关是打开是由P max 二2- 2 Cs4CsR +兀 tan6(4)当控制开关关闭，直流和交流侧的电路是解耦的，因此输出电压和功率是由以下方t程：VL =VLeRLCf(5)2teRLCf(6)可以看到从到(6),输出功率可以完全控制通过手术和Sc2的Sd,提供了系统频率和耦合电容是常数。三。控制算法图4显示了所提出的控制流程图算法。方形块和菱形块分别表示决策部件和条件部分。箭头表示的是算法流程。初始化后，控制器将控制开关Sc1和Sc2的研究。然后控制器检测输岀电压VL和交流电流的离子液体。关闭，因为只有不承受的电流开关关闭，实现软开关，将不会有电流/电压浪涌发生。当液体变为零，当然,它将不会继续以相反的方向增加自其他开关已经关闭。控制器将关闭开关轻轻地Sci和Sc2后关闭，现在完全解耦电路和负载将动力通过预充电的电容器，Vl会减少基于（5）。当VL被发现要低于最小参考电压 V+ref，控制器将Sci和Sc2的同时不延迟。Vl将增加，循环将再次开始。采用上述控制算法，滞后电压控制与设备的软开关实现的，这样可以减少功率损耗和EMI。图4-4接触供电系统的控制流程图4控制操作分析本节分析了控制操作属性在正常操作系统的建议。两个完整的操作周期图5所示的假设基础上的电路是完全调谐和所有损失（包括无功元件，开关和二极管）被忽略。GSc1的波形,GSc2,vSc1,vSc2代表的栅极驱动信号和集电极发射极电压 ，分别继承他的Sc2。可以看到整 个时间跨度分为六个间隔（tO - t6）根据不同的阶段。1）tOt1假设在tO点,重要的是低于Vref,那么门信号的两个控制开关改变为1和动力柔开始供电的负载。从tO,t1,图书馆从0开始，随以下方程：Rl2）t1t2二3 Vd si n t iLS “8在t1点,Vl达V + ref和iLS在积极的方向，所以Sc2是关闭的在Sci保持导通时。iis仍流向负载，和Vs继续上升。因此 vSC2是0, vSC1等于VL3）t2t3当iLS最后降到0在t2点,Vl开始减少从它的最大价值。这个值主要受时间常数RLCf因此它的设计可以接近V + ref如果选择大Cf。那么将被关闭在这一点上要么，对vSC1从0到重要的变化。简化的等效电路在这个时间间隔可以显示在图6。因为电压下降到0的LS切换瞬间，vSc2是由以下方程：Vsci 二 VcpVcsVl(8)其中 vcs =Vcs1 +Vcs2假设CS1等于CS2,vSC2的最大值是有下面计算确定的:Vsc2_max 出 一(2 11+ jQrVdcQ= 3Ls/Rl是质量因素。电压等级的控制半导体开关和电介质材料应至少高于 免反向击穿和介电击穿vSC2_max 避在t3点,重要的是低于 Vref所以两控制女巫会再出现。从t3对t6,基本波形类似于以前的时 期除了继承是关闭的 SC2之前。这是因为在t4盲降是负面的，重要的是高于V + ref。在稳态操作，波形将如图5随时间不断重复。4仿真结果和讨论1仿真结果用Matlab的Simulink / PLECS软件进行对非接触电能传输系统进行仿真研究。电路参数如列表I:表4-7所提出的非接触电能传输系统的参数值ParameterParameterValuL11.92mHL21.98mHRll3.8 Q41Lp12.4M HLs0.77niHRgIQ血5 CiCp100nFCs1.6nFtan各0.001cf20 u F%10VRl100 a从上到下，图7显示的波形 VCP谐振电压，输出电压 VL,耦合电压vcsl,和二次交流电流 的离子液体，分别。在模拟研究中，手术开始了100Q loadresistanee （重载），改为470Q （轻载）在2ms。可以看出，输出电压 keptconstant 直没有在启动和负载变化的谐振电压浪涌。在满负荷conditionbecause更多的权力是不恒定是需要在这一时期，控制开关打开和关闭经常。而atlight负载条件下的开关频率明显减少，谐振电压更加稳定。在控制开关的电压波形图 8所示。从上到下，波形表示的分别是栅极信号Se和Sc2和电压。波形分析是在一份很好的状态下进行的（图4-5）。在图8中，Sc1和Sc2的集电极-发射极电压在不同的关闭状态变化。这主要是因为：电路不充分调整和ESR活性成分在模拟研究中考虑。然而，该对vscl和vsc2最大值仍由（9）如图4-8所示