功率因数校正PFC

中 文 摘 要 - I - 摘 要 功率因数校正 PFC （Power Factor Correction）是治理谐波污染的一种有效方法。论文介绍了传统有源功率因数校正（APFC）的工作原理，分析了其主电路在应用中因二极管反向恢复产生的电流冲击与纹波噪声等问题，设计了一种带中心抽头电感的单相 Boost 高功率因数校正器，该电路采用平均电流模型UC3854，它通过脉宽调制输出的一连串脉冲信号来控制电路中开关晶体管的导通与截止，从而将输入电流与输出电压的相位重新调整到同相状态，最终达到功率因数校正的目的。 与传统型功率因数校正主电路相比，该主电路拓扑结构只是在电感磁环上增加了几匝线圈，引出了一个中心抽头，能够有效地抑制电流冲击，降低纹波噪声，提高了功率因数校正主电路的可靠性，分析了尖端失真、输出电压飘升以及重载下输出电压参数调整等实际问题，并给出了相应的解决方案。同时，还设计了 UC3854 的引脚保护电路和电流放大器的箝位电路。 仿真与试验结果表明，该 Boost 功率因数校正器设计合理，性能可靠，功率因数可达到 0.99，而且与当今通用的 PFC 控制电路兼容。 关键词：功率因数校正，整流器，UC3854 Abstract II Abstract PFC (Power Factor Correction) is an effective method to reduce harmonic currents in power grids. The principle of traditional active power factor correction (APFC) are introduced, and analyze the current impact and the ripple noise problems owing to the diode reverse recovery about PFC main circuit which is in practical applications. A single-phase Boost power factor corrector with centrally tapped inductor is proposed. Using the average current model，UC3854 controls the state of the switching transistor in the circuit by outputting a series of PWM (Pulse Width Modulation) signals By this mean it readjusts input current and output voltage to synchronization , thus fulfilling power factor Correction. Compared with the main circuit of traditional PFC, only several windings are added on magnetic ring and tapped, which effectively suppresses the impact current, reduces the ripple noise and improves the reliability of PFC main circuit. Problems of cusp distortion, output voltage shifting and output voltage regulation with heavy load are analyzed and solutions are given respectively. At the same time, protecting circuit for pins of UC3854 and current amplifier clamping circuit to limit the output voltage swing are designed. The simulation and experiment show that, the proposed PFC design is rational, reliable and compatible with popular PFC control circuit, while its power factor reaches 0.99. Key word: power factor correction, rectifier,UC3854 目录 III 目录 摘 要 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 ABSTRACT（英文摘要） . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 目录 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 第一章 引 言 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 1.1 课题研究的意义 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 1.2 功率因数校正技术的研究现状 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 1.3 主要研究内容 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 第二章 单相功率因数校正的基本原理 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 2.1 功率因数的基本概念 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 2.1.1 功率因数的定义 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 2.1.2 功率因数 PF 与总电流谐波畸变(THD)的关系错误错误!未定义书签。未定义书签。 2.1.3 功率因数校正的分类 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 2.2 有源功率因数校正的基本原理 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 2.3 APFC 的典型控制方法 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 2.3.1 峰值电流型控制(Peak Current Mode Control) 错误错误!未定义书签。未定义书签。 2.3.2 电流滞环控制(Hysteresis Current Control) . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 2.3.3 平均电流型控制(Average Current Mode Control) . 错误错误!未定义书未定义书签。签。 第三章 有源功率因数校正主电路方案论证 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 3.1 单相功率因数校正电路在实际应用中的问题 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 3.2 三种改进型单相功率因数校正主电路拓扑 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 3.3 方案比较 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 第四章 500W Boost 型 PFC 实验电路的设计 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 4.1 功率因数校正芯片 UC3854 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 4.1.1 UC3854 简介 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 4.1.2 引脚功能概述 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 4.1.3 UC3854 保护功能 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 4.2 Boost 型 PFC 实验电路的技术指标及 PFC 目的 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 目录 IV 4.2.1 系统的主要技术指标 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 4.2.2 PFC 的目的 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 4.3 系统主电路的设计 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 4.3.1 Boost 变换器的设计 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 4.4 基于 UC3854 芯片系统控制电路的设计 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 4.4.1 外围电路的设计 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 4.4.2 电流误差放大器补偿网络的设计 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 4.4.3 电压误差放大器补偿网络的设计 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 4.5 功率因数校正器的优化设计 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 4.5.1 传统校正电路及其存在问题 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 4.5.2 主电路性能优化设计 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 4.5.3 控制电路优化设计 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 第五章 系统仿真及分析 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 5.1 输入电压输入电流波形仿真 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 5.2 谐波分析 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 5.3 关键点波形 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 5.4 应用 Protel 绘制原理图 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 结 论 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 参考文献 . 44 致谢及声明 . 错误错误!未定义书签。未定义书签。 第一章 引言 - 1 - 第一章 引 言 1.1 课题研究的意义 随着电力电子技术的飞速发展，各种电力电子装置在电力系统、工业、交通和家庭中的应用日益广泛，而谐波所造成的危害也日益严重，这己经严重阻碍了电力电子技术的发展。 从 220V 交流电网经整流供给直流是电力电子技术及电子仪器中应用极为广泛的一种基本变流方案。在含有 AC/DC 变换器的电力电子装置中，DC/DC 变换器或 DC/AC 变换器的供电电源一般是由交流市电经整流和大电容滤波后得到较为平直的直流电压。大家都知道整流器电容滤波电路是一种非线性元件和储能元件的结合，因此，虽然输入交流电压是正弦波，而输入交流电流却是一个时间很短、峰值很高的周期性尖峰电流，波形严重畸变。对这种畸变的输入电流进行傅立叶分析，它除含有基波外，还含有大量的高次谐波分量。这些高次谐波倒流入电网，引起严重的谐波“污染”，造成严重危害。其主要危害有1： （1）产生“二次效应”。即谐波电流在输电线路阻抗上的压降会使电网电压 (原来是正弦波)发生畸变，影响各种电气设备的正常工作。 （2）谐波会造成输电线路故障，使变电设备损坏。例如，线路和配电变压器过热、过载。在高压远距离输电系统中，谐波电流会使变压器的感抗与系统的容抗发生 LC 谐振；在三相电路中，中线电流是三相三次谐波电流的叠加，因此，谐波电流会使中线电流过流而损坏，等等。 （3）谐波影响用电设备。例如，谐波电流对电机除增加附加损耗外，还会产生附加谐波转矩、机械振动等，这些都严重影响电机的正常运行;谐波可能使白炽灯工作在较高的电压一下，这将导致灯丝工作温度过高，缩短灯丝的使用寿命，等等。 （4）谐波会导致继电保护和自动装置的误动作，并使电气测量仪表计量不准。 第一章 引言 - 2 - （5） 谐波会对通信电路造成干扰。电力线路谐波电流会通过电场祸合、磁场祸合和共地线祸合对通信电路造成影响。 有源功率因数校正技术是在整流器和滤波电容之间增加一个 DC/DC开关变换器。其主要思想如下:选择输入电压为一个参考信号，使得输入电流跟踪参考信号，实现输入电流的低频分量与输入电压为一个近似同频同相的波形，以提高功率因数和抑制谐波:同时采用电压反馈，使输出电压为近似平滑的直流输出电压。简而言之，有源功率因数校正技术的目的是使输入电流跟踪输入电压，并使输出电压稳定。 近年来，高频开关电源在国民生活中的使用越来越广泛，特别是现在提倡“绿色电源”，要求装置对电网无污染，主要包括谐波含量、功率因数、波形畸变等。解决这个问题的积极办法就是采用功率因数校正(PFC)技术。因此本文对功率因数校正技术的研究具有一定的现实意义和实用价值。 1.2 功率因数校正技术的研究现状 对于作为主要谐波源且功率因数很低的整流器，抑制谐波和提高功率因数的基本思路有两条：一是装设补偿装置对其谐波进行补偿，二是对整流器本身进行改进。与设置补偿装置来补偿谐波相比，改进变流器自身性能的方法是一种更积极的方法，也是目前的研究热点之一。 在电路的单相 PFC 控制中，一般有两种方法控制系统的功率变换。第一种是单级转化，它将输入电流控制、负载电压调整以及可能需要的输入输出隔离合成一个功率级；另一种方法是二级策略，即输入级控制输入电流，并提供一个初步变换的输出电压，将负载调整作为第二级，不同的功率级拓扑有其不同的功能。目前，单相功率因数校正技术已是一项成熟的技术。 为了提高 AC-DC 开关变换器输入端功率因数，最简单的方法是采用无源校正技术，即在整流输出端接 LC 滤波器。这种方法虽然也能使 PF 提高到 0.9 左右，但它只能对某型指定的谐波进行抑制和基波相移补偿，无第一章 引言 - 3 - 论体积、重量、价格等因素都限制了它在实际中的应用。有源功率因数校正(APFC)技术是在变流装置的整流电路与输出电容之间增加了一个功率变换电路，实际上是一个特殊控制的 DC-DC 开关变换器，可利用输入电流和输出电压双环控制环路，使输入电流波形接近正弦，与输入端同相，从而使输入端功率因数接近于 1.0，而且具有稳定的直流输出电压。最常见的 APFC 电路是 Boost 开关变换器，可以采用峰值电流、平均值电流或滞环电流等模式进行控制。 有源功率因数校正技术适应了电力电子技术的发展方向，近年来受到广泛重视。目前，国内外在 PFC 控制技术、数学模型的建立、检测手段等方面都作了大量的研究。对于小功率(100 W 以下)AC-DC 开关电源，现在国内外正在研究单级高功率因数电路(APFC 电路和开关电源只用一级电路构成)，功率因数可达 0.9，而成本只增加 5%。 国际产业界也开发研制出许多专用 APFC 控制芯片，UNITRODE，TOKO、MICROLINER，MOTOROLA 等国际知名 IC 公司生产的 APFC 控制 IC 达 64 种之多， 极大的简化了有源功率因数电路的设计， 推动了 APFC技术的发展和应用。 1.3 主要研究内容 本文在对国内外有源功率因数校正技术分析、研究的基础上，进行Saber 仿真对 Boost 型有源功率因数校正器系统进行深入的研究。 论文主要从以下几个方面展开研究： （1）概述功率因数校正技术的发展状况及其分类，本课题的研究目的及意义。 （2）在论述有源功率因数校正基本原理的基础上，对有源功率因数校正器几种主功率拓扑进行分析和比较，并总结各自的优缺点；指出几种改进型功率因数校正主电路拓扑；并说明改进后电路的特性；对有源功率因数校正电路的控制策略进行了详细的分类阐述，总结各自的优缺点及适合的应用场合。通过分析比较确定本文研究的对象平均电流控制模式的Boost 型功率因数校正技术。 第一章 引言 - 4 - （3）分析 Boost 变换器各个环节的电压、电流的变化情况及电路波形。 （4）对 Boost 型 PFC 系统进行了仿真，并比较分析系统在功率因数校正前后的输入电压电流波形和输出电压波形的变化， 结果验证本文的方法，设计 Boost 型 PFC 电路的各参数可获得满意得效果，说明这种设计方法的合理性。 第二章 单相功率因数校正的基本原理 - 5 - 第二章 单相功率因数校正的基本原理 2.1 功率因数的基本概念 2.1.1 功率因数的定义 功率因数(PF)是指交流输入有功功率(P)与输入视在功率(S)的比值。 即 式中 1rmsI表示输入基波电流有效值； ()rms totalI表示输入总电流有效值； r=11()cosrmsrms totalIV I表示输入电流失真系数； 1cos表示基波电压与基波电流之间的相移因数，因此功率因数 PF 又可定义为输入电流失真系数(r)与相移因素(1cos)的乘积。 2.1.2 功率因数 PF 与总电流谐波畸变(THD)的关系 根据总谐波畸变的定义23 2222232000011100100nrmsrmsrmsnrmsnrmsrmsIIIITHDII 式中nrmsI为 n 次谐波电流有效值； 因此功率因数（PF）的表达式可变换为 PF=11cosrmsrmsII=1112222232cosrmsrmsrmsrmsnrmsnrmsnIIIIII 即 PF=12cos1 ()THD 1 11111()coscoscosrmsrmsrms totalrmsV IIPPFrFV II第二章 单相功率因数校正的基本原理 - 6 - 由上式可以看出，可以采用两种方法来提高功率因数(PF)：一是就最大限度地抑制输入电流的波形畸变，使THD 值达到最小；二是尽可能地使电流基波与电压基波之间的相位差趋于零，使cos=l，从而实现功率因数校正。利用功率因数校正技术，可以使交流输入电流波形完全跟踪交流输入电压波形的变化，使输入电流呈纯正正弦波，并且和输入电压同相位。 2.1.3 功率因数校正的分类 PFC技术的主要方法可以分为无源PFC技术和有源PFC技术。 无源 PFC 技术采用无源器件，如电感和电容组成的谐振滤波器，实现PFC 功能，主要优点：简单、成本低及电磁干扰（EMI）小等。主要缺点：难以得到高功率因数，低频时元器件尺寸和重量大，工作性能与频率、负载变化和输入电压变化有关，电感和电容间有大的的充放电电流等。 有源 PFC 技术采用有源器件，如开关管和控制电路，通过控制开关管的动作，实现输入电流跟随输入电压波形的变化，从而获得高的功率因数。有源 PFC 技术主要优点：功率因数高，总谐波畸变（THD）小，输入电压工作范围宽，输出电压可保持稳定等；主要缺点是：电路复杂，成本增加，效率会下降。有源 PFC 技术已经广泛应用在 AC-DC 开关电源，UPS 电源，电子镇流器等电子仪器中4。 2.2 有源功率因数校正的基本原理 有源功率因数校正 APFC(Active Power Factor Correction)的基本电路由两大部分组成：主功率电路和控制电路，如图 2-1 所示。其基本思想是：将输入的交流电压进行全波桥式整流， 对得到的整流直流电压进行 DC-DC变换。 通过相应的控制(PWM 调制)使输入电流平均值自动跟随全波整流电压基准，呈正弦波形，且相位差为零，使输入阻抗呈纯阻性，从而实现其功率因数为 1。 第二章 单相功率因数校正的基本原理 - 7 - 现有的 APFC 电路一般都采用双环控制，内环为电流环，用来实现DC-DC 变换器的输入电流与全波整流电压波形相同：外环为电压环，可保持输出电压稳定，从而使 DC-DC 变换器输出端成为一个直流电压源。 图 2-1 有源功率因数校正原理框图 图 2-1 给出了经过校正的输入电流波形(主电路为 Boost 型)。 由图可见，输入电流经 PWM 脉冲宽度调制，使原来呈脉冲状的波形，被调制成接近正弦(含有高频纹波)的波形。在一个开关周期内，当开关导通时，电感电流等于开关导通电流。当开关关断时，流过开关的电流为零。含有高频纹波的输入电流，经过低通滤波网络，取每个开关周期内的平均值，则可得到较光滑的近似正弦波。 2.3 APFC 的典型控制方法 有源功率因数校正的控制电路必须保证实现输出电压稳定和单位输入功率因数。为了得到稳定的输出电压，可利用电阻分压网络采样输出电压进行反馈控制。对输入电流波形的控制可以采用电压跟随和乘法器两种方法实现。其中乘法器控制应用较为广泛，它通过引入一个输入电流反馈控制环，利用模拟乘法器电路来实现将输入电流校正成为与输入电压同相位的正弦波。 整流器 DC/DC 变换器驱动电路 乘法器+ 电流检测 Uiniin ichg c负载 波形信号交流输入第二章 单相功率因数校正的基本原理 - 8 - 2.3.1 峰值电流型控制(Peak Current Mode Control) 图 2-2 是峰值电流控制模式 PFC 电路原理图。其中功率管的开关周期恒定不变为 T。输入电压信号和输出电压的反馈信号相乘，形成一个与输入电压同频同相的电流控制参考信号(基准电流环信号)。功率管 S 导通，电感 L 充电时，电感电流的检测信号和基准电流环信号相比较，当电感电流上升到基准信号值时，触发逻辑控制部分使功率管 S 关断，电感开始放电，当一个开关周期 T 结束时，功率管重新导通。图 2-3 是在半个工频周期内，功率开关管的控制波形gV和电感电流波形Li的示意图。 当电感电流的峰值按工频变化，从零变化到最大值时，控制波形的占空比逐渐由大到小。即半个工频周期内，占空比有时大于 0.5，有时小于0.5。当占空比大于 0.5 时，外部的微扰可以被放大，导致系统电流不收敛，此时可能会产生谐波振荡。为了防止这种情况的出现，电路中须增加一个斜率补偿函数(slope compensation )或斜坡补偿（ramp)，以便占空比在大范围内变化时，电路能稳定工作25。 VDVTLLRCinu交流输入逻辑控制 电流比较检测电感电流检测乘法器输入电压检测电感电流误差放大基准0V斜坡补偿 基准电流 图 2-2 峰值电流控制模式 PFC 电路原理图 第二章 单相功率因数校正的基本原理 - 9 - 峰值电流控制法来实现 Boost 型 PFC 电路时的最主要问题是：被控制量是电感电流的峰值，因此并不能保证电感电流(即输入电流)平均值和输入电压完全成正比，并且在一定条件下会有相当大的误差，以至无法满足THD 很小的要求。另外，峰值电流对噪声也很敏感。因此在 PFC 电路中，这种控制方法己经逐渐趋于淘汰。 图 2-3 峰值电流控制时电感电流波形图 2.3.2 电流滞环控制(Hysteresis Current Control) 图 2-4、图 2-5 是滞环电流控制法实现 Boost 型 PFC 电路的原理图和在半个工频周期内，功率开关管 S 的控制波形和电感电流波形的示意图。与峰值电流控制法不同的是，被控制量是电感电流的变化范围。输入电压信号和输出电压的反馈信号相乘，形成两个大小不同的与输入电压同频同相的电流控制参考信号即：上限基准电流环信号和下限基准电流环信号。电感电流的检测信号需要和两个基准电流环信号相比较来产生对功率开关管的控制信号，其控制步骤为： 当功率管 S 导通，电感 L 充电时，电感电流的检测信号和上限基准电流环信号相比较，当电感电流上升到上限基准信号值时，触发逻辑控制部分使功率管 S 关断，电感开始放电； 当电感电流下降到下限基准信号值时， 触发逻辑控制部分使功率管S 导通，电感 L 重新充电。 第二章 单相功率因数校正的基本原理 - 10 - 这种控制模式下，功率管的导通时间是恒定的，而关断时间是变化的，因此功率管的开关周期是变化的。图 2-5 中实线为电感电流Li ，maxi为上限电流基准，mini为下限电流基准。电流滞环的宽带度决定了电流纹波的大小，它可以是固定值，也可以与瞬时平均电流成比例。 滞环电流控制法对 Boost 型 PFC 电路而言是一种较为简单的控制方式，由于控制中没有外加的调制信号，电流的反馈和调制集于一身，因而可以获得很宽合电流频带宽度，电流动态响应快，具有内在的电流限制能力等优点。它的主要缺点是：负载对开关频率影响很大，因此设计滤波器时，要按最低开关频率考虑，滞环宽度对开关频率和系统性能影响很大，需要合理选取；当输入电源电压近零时，两个基准信号的差值很小，由于比较器精度及延迟等因素，容易引起过零点电流死区问题，这一般需要对电路加以补偿来解决。 mini 图 2-4 电流滞环控制模式PFC电路原理图 第二章 单相功率因数校正的基本原理 - 11 - 图 2-5 滞环法控制时电感电流波形图 2.3.3 平均电流型控制(Average Current Mode Control) 平均电流型控制在功率因数校正中应用最为广泛，其输入电流波形如图 2-7 所示。它把输入整流电压和输出电压误差放大信号的乘积作为基准电流，并且电流环调节输入电流平均值，使其与输入整流电压同相位，并接近正弦波形。平均电流型控制将电感电流信号与锯齿波信号相加。当两信号之和超过基准电流refi时，开关管关断，当其和小于基准电流refi时，开关管导通。取样电流来自实际输入电流(电感电流) 特点：工频电流的峰值是高频电流的平均值，因而高频电流的峰值比工频电流的峰低更高，THD 很小，对噪声不敏感，电感电流峰值与平均值之间的误差小，原则上可以检测任意拓扑、任意支路的电流，并且开关频率是固定的适用于大功率的场合，是目前 PFC 中应用最多的一种控制方式6。 第二章 单相功率因数校正的基本原理 - 12 - VDVTLCinu乘法器0VLi0iACVDCV1/ KMiR驱动1/ HCAPWMVArefVR 图 2-6 平均电流控制模式PFC电路原理图 图 2-7 平均电流控制时电感电流波形图第三章 有源功率因数校正主电路方案论证 - 13 - 第三章 有源功率因数校正主电路方案论证 有源功率因数校正电路由主电路和控制电路两部分组成。主电路通常有多种方案可供选择，但每种方案都有各自的特点，本章在分析了传统型Boost 单相功率因数校正电路在实际应用中存在的问题后，提出了三种主电路的拓扑结构，并分别说明了每种方案的优缺点，通过比较选出符合本设计要求的最佳方案。控制电路采用目前应用广泛的 UC3854 控制芯片，它的 16 管脚按照设计要求输出一定占空比的一连串脉冲信号来控制主电路中开关晶体管 VT 的导通与截止， 从而将输入电流与输出电压的相位重新调整到同相状态，最终达到功率因数校正的目的。 3.1 单相功率因数校正电路在实际应用中的问题 VD1VD2VD3VD4VDCRSVTLR 图 3-1 Boost有源功率因数校正器原理图 升压(Boost)型功率因数校正电路存在的问题：一般的单相功率因数校正(PFC)电路多采用图 3-1 的升压(Boost)电路作为其主功率电路拓扑， 这对于几百瓦的小功率的功率因数校正是较为成熟的技术。采用该电路构成的PFC 电路结构简单，容易实现，但在实际应用中有下述需要解决的问题7： 1. 开关管开通和关断损耗问题 在图 3-1 所示电路中，功率开关管工作在硬开关方式下，所谓“硬开关”是指功率开关管的开通( turn-on )或关断(turn-off)是在器件上的电压或第三章 有源功率因数校正主电路方案论证 - 14 - 电流不为零的状态下进行的，即强迫器件在其电压不为零时开通，或电流不为零时关断。 由于开关管不是理想器件， 在开通时开关管的电压不是立即下降到零，而是有一个下降时间，同时它的电流也不是立即上升到负载电流，也有一个上升时间。在这段时间里，电流上升和电压的下降存在一个交叠区域，因此产生了开通损耗。开关管关断时，电压上升和电流下降同时进行，产生关断损耗。由于功率因数校正电路一般工作在较高频率下，因此开关器件的开通损耗和关断损耗会因开关频率的提高而增加。 2. 二极管反向恢复问题 二极管从导通变为截止存在着反向恢复期，在此期间，二极管仍处于导通状态，若立即开通与其串联的开关器件，容易造成直流电源瞬间短路，产生很大的冲击电流，轻则引起该开关器件和二极管功耗急剧增加，重则致其损坏。 在图 3-1 所示电路中，当 MOSFET 导通时，升压电感 L 储能，当MOSFET 关断时，L 将储存的能量通过二极管释放到输出电容 C(在功率因数校正电路中，C 两端的电压约为 200V)由于 L 工作于电流连续模式，所以当 MOSFET 导通时，二极管 D 处于反向恢复状态，在反向恢复时间内，200V 高电压通过接近短路状态的二极管直接加于 MOSFET 的两端，使得MOSFET 开启瞬时有一个较大的峰值电流。对于小功率的功率因数校正电路，二极管的结温增加不多，反向恢复时间也增加不多。对于大功率的功率因数校正电路，容易造成二极管的结温升高，而结温的升高会导致反向恢复时间增加，这样峰值电流持续时间也随之增长，若结温进一步上升，则进入恶性循环，最终使开关管开启瞬时电流增至较大值，且持续时间不断增长，因而开关管和续流二极管极易损坏。 二极管反向恢复时，还会在输入电流、输出电压上引入尖刺纹波噪声。尖刺纹波噪声的根源是二极管反向恢复电流过大引起的/di dt及寄生引线电感造成的，因此需设法解决或抑制由于二极管反向恢复而引起过大的/di dt，那么就可以有效的减小或抑制了尖刺纹波噪声。 第三章 有源功率因数校正主电路方案论证 - 15 - 3. 容性开通问题 在功率因数校正电路中，当开关器件在很高的电压下开通(200V)时，储存在开关器件(MOSFET)结电容中的能量将全部耗散在 MOSFET 的沟道上，不但造成容性开通问题，还可能引起 MOSFET 过热损坏。 4. 感性关断问题 电路中总会存在感组元件(引线电感、杂散电感、变压器漏感等寄生电感或实体电感)，当开关器件关断时，由于通过该感性组件的/di dt很大，感应出很高的尖峰电压加在开关器件两端，易造成电压击穿。 从以上分析可以得出结论：普通的升压型(Boost功率电路不适宜于较大功率的功率因数校正应用电路。 3.2 三种改进型单相功率因数校正主电路拓扑 1. 带中心抽头的三点式升压电感电路28 电路结构如图 3-2 所示。通过在升压电感的磁环上增加几匝线圈，使得 MOSFET 的漏极不再直接和升压二极管相连， 这样便可利用电感中的电流不能突变的特性来抑制升压二极管 VD 的反向恢复所带来的开关管过大的开启瞬时电流及/di dt电流冲击， 还能抑制过大的开关管开启损耗引起的过热。此电路简单，易于实现。它的主要问题是无法解决二极管 VD 的反向恢复在输出电压下产生的较大尖刺纹波噪声，因此须在输出端通过增加一级 LC 滤波器来消除纹波噪声。 VDVTLLRCinu交流输入 图 3-2 带中心抽头的三点式升压电感电路 第三章 有源功率因数校正主电路方案论证 - 16 - 2. 串联电感及 RCD 低损耗吸收电路和箝位电路 在图 3-3 和图 3-4所示电路中， 通过增加电感2L来抑制升压二极管1D的反向恢复而产生的开关管冲击电流，但当 MOSFET 关断时，2L在开关管上产生过电压须另外加以解决。 inuD1 MOSFETD2LR交流输入 2CC1L2L1R 图 3-3 串联电感及 RCD 低损耗吸收电路和箝位电路 inuD1D2LR交流输入 C1L2L1RMOSFET1C 图 3-4 串联电感及 RCD 箝位电路 图 3-3 中用2D，2C，1R构成 RCD 低损耗吸收电路。它利用电容两端电压不能突变的特性来抑制因 MOSFET 关断而由2L产生的过电压。 二极管2D将开关管结电容上的过电压释放到 200V 输出端， 有效的保护了开关管。 图 3-4 中1R，1C，2D构成箝位电路。由于在功率因数校正电路中，输出端用较大的电解电容滤波，因此输出端的电压基本保持在 200V，这样就可利用二极管导通时具有的箝位特性来将开关管两端电压箝位在开关管的耐压范围之内。 第三章 有源功率因数校正主电路方案论证 - 17 - 3. 串联肖特基二极管电路 图 3-5 电路中的1D，2D，3D均为肖特基二极管，利用肖特基二极管反向恢复时间快(小于 10ns)的特点来抑制开关管的开启冲击电流。由于肖特基二极管的耐压较小，所以采用1D，2D，3D的串联结构，这种结构也有利于减小开关管的开启冲击电流。但此电路对选用的肖特基二极管耐压及动静态特征的一致性要求较高。 CinuD1 MOSFETD2D3LR交流输入L 图 3-5 串联肖特基二极管型电路 3.3 方案比较 以上介绍的几种主功率电路的拓扑，都可应用于大功率功率因数校正的场合。本设计的主电路要求电路结构简单，能够抑制开关管的开启损耗引起的过热提高系统的可靠性和稳定性同时降低电路中的尖刺纹波噪声。比较以上三种类型的主电路拓扑结构，第二种方案虽然能够抑制开关管两端过电压但电路结构复杂，第三种方案对肖特基二极管的耐压及静态特征抑制性要求较高，不利于系统运行地稳定性，第一种方法不但结构简单而且可靠性好。通过比较，本设计的主电路采用方案一即带中心抽头的三点式电感 Boost 升压电路。第四章 500W Boost 型 PFC 实验电路设计 - 18 - 第四章 500W Boost 型 PFC 实验电路的设计 4.1 功率因数校正芯片 UC3854 4.1.1 UC3854 简介 UC3854 单片集成电路的内部结构如图 4-1 所示，它为电源提供有源功率因数校正，还按正弦的电网电压来牵制非正弦的电流变化，能最佳的利用供电电流使电网电流失真最小。 UC3854 主要包含了一个电压放大器、 一个模拟乘法器、一个电流放大器、一个恒频脉宽调制器(PWM )。另外，UC3854 还包含了一个功率兼容的栅极驱动器、7.5V 参考电压、电网预置器、负载变化比较器、低电源检测器和过流比较器910。 vcc (A)16v/10v 2.5v/2.25v2XAC M1ABMCR R S振荡器Q 7.5vREF 103VB13 7.1VIC电源14A (B)10.5V/1V ENA15161 GND GT Drv VCC9REF2PKLMT357C/A OUT MULT OUTV/AOUT11VSENSE6 IAC8 VRMS SS 51412 图 4-1 UC3854 内部结构图 UC3854 采用平均电流型方式实现定频电流控制，故稳定性高，失真小，且无需对电流进行谐波补偿就能精确维持输入电流的正弦化，这是因为期间的内部基准电压(7.5V)及内部振荡器的幅度(5.6V)都比较高，从而提高了抗噪容限的缘故。UC3854 可在交流电压从 75V 到 275V，频率从工频 50HZ 到 400HZ 的整个范围内均能使用。为了减少偏置电路的损耗，UC3854 还具有启动电流低的特第四章 500W Boost 型 PFC 实验电路设计 - 19 - 点。该器件可封装在 16 脚的塑料或陶瓷双列直插式外壳里，也可作一种表面安装封壳12。 4.1.2 引脚功能概述 1 脚 (Gnd )：所有的电压测量都以地电平 Gnd 脚为参考基准。供电脚 VCC和基准电压脚 REF 均应接一只。0.1uf 或更大的陶瓷电容器直接到 1 脚(Gnd )作为旁路电容。定时电容器的放电电流，也应返回到该脚，从振荡器定时电容器到 Gnd 脚的引线，也应尽可能短。 2 脚 (PKLMT )：即峰值电流限制脚。它的门限电平应为零值(0.01 V )。经该脚接入的负电压加到图中电流检测电阻器上。 用一个电阻器由 2 脚接 REF 脚，以补偿负极性电流检测信号，使之升到(Gnd)地电平。 3 脚 (CA Out )：电流放大输出脚。该脚是宽频带工作放大器的输出端，它检测电网电流，并控制脉宽调制器 PWM 来校正电流波形。该输出脚的振幅可接近地电平，当必要时允许 PWM 实现零占空比。即使 IC 无效，电流放大器仍能维持活性。该电流放大器输出级是一个 NPN 射极跟随器，并接一只 8K 电阻器接地。 4 脚 (ISENSE )：即电流检测负号端。该脚是电流放大器的反相输入端。该脚同非反相输入的乘法器输出，维持功能直到零值或低于地电平。应避免两输入电平不低于-0.5V，由于它们发生短路时经二极管接地。 5 脚 (Mult Out)：即乘法器输出端和电流检测器正输入端。模拟乘法器的输出端和电流放大器的非反相输入端，被连接在一起作为 Mult Out 脚。特别注意的是 ISENSE 脚在低于-0.5 V 时也会加到 Mult Out 脚。 由于乘法器的输出是一个电流值，它作为一个高阻抗输入与 ISENSE 脚相似，所以电流放大器构成差分放大器以抑制地线噪声。 6 脚 (IAC )：交流电流输入端。该脚输入到模拟乘法器的是一个电流。从该电流 IAC 脚输入到 Mult Out 端，乘法器被制成很低的失真，所以该脚只是乘法器的输入端， 应用时检测电网电压。 IAC 脚的标称电压值为 6V， 所以除了从 IAC脚到整流端由一只电阻器之外，又接一只电阻器在 IAC 脚和 REF 脚之间。若接第四章 500W Boost 型 PFC 实验电路设计 - 20 - REF 的电阻器阻值，是接整流器电阻值的四分之一，那么 6V 的失调电压将被消去，电网电流将具有最小的交越失真。 7 脚 (VA Out)：放大器输出。该脚是调节输出电压的工作放大器输出端。像电流放大器那样，若 IC 因 ENA 或 VCC 失效，电压放大器将停止工作。也就是说，由于瞬时的失效周期，跨接在放大器的大反馈电容器将停止充电。电压放大器的输出电平低于 1V 时，将禁止乘法器输出。电压放大器的输出端在 IC内部被限制在 5.8V 左右， 以防止过冲。 电压放大器的输出级是一个 NPN 射极跟随器负载，并接一只 8K 电阻器接地。 8 脚 (RMSV：电网电压有效值。升压 PWM 的输出值是与输入电压成比例的。 所以当输入低带宽升压 PWM 电压调节器的电网电压变化时，其输出将立刻变化，并缓慢的恢复到调节电平。若器件接的电压与输入的电网电压有效值成正比，那么RMSV输入就能补偿电网电压的变化。当最佳控制时，RMSV应停留在1.53.5V 之间。 9 脚 (VREF)： 电压基准输出。 VREF 是一个精确值为 7.5V 的电压基准输出。该输出脚能提供 10mA 给外围电路，并在 IC 内部受短路电流的限制。当 VCC是低电平或者当 ENA 为低电平时，VREF 则失效，并维持在 0V 值。为了有良好的稳定性，应当用一只 0.1uf 或更大的陶瓷电容将 VREF 对地旁路。 10 脚 (ENA)：使能控制端。ENA 是一个逻辑输入，为 PWM 输出电压基准和振荡器的使能控制端。ENA 还能解除软启动箝位，允许 SS 脚升高电压。当该脚不用时， 应把 ENA 接到+5V 电源上， 或者用一只 22K 电阻器拉高其电位。 ENA并非指定用于高速关闭去 PWM 输出。 11 脚 (VSENSE)：是电压放大器的反相输入端。该脚通常接反馈网路，并经一个分压器网络接到升压变换器的输出。 12 脚 (SETR)： 是振荡器充电电流和乘法器限制设置端。 将一只电阻器从SETR接到地，将调节振荡器的充电电流，并让乘法器输出为最大。乘法器输出电流在SETR接地的电阻分压器上的电压值不会超过 3.75 V。 13 脚 (SS)：软启动。当 IC 无效或 VCC 太低时，SS 将维持在地电平。当第四章 500W Boost 型 PFC 实验电路设计 - 21 - VCC 和 IC 均正常有效时， SS 脚电压将被 IC 内部一个 14A 的电流源提高超过8V。若 SS 低于 REF， SS 充当电压放大器的基准输入。用一只大电容器接 SS脚到地，电压调节放大器大的基准电压将缓慢升高，并将缓慢地减小 PWM 的占空比。万一发出禁止指令或电源跌落，SS 将快速放电到地并使 PWM 无效。 14 脚 (CT)：振荡器定时电容器。从 CT 脚接地的电容器将设置振荡器的频率，它按如下关系式计算： 1.25*SETTfRC 15 脚 (VCC)：正极性电源电压。在正常工作时接电源 VCC 的稳定电流至少为20mA ， 高于17V 。 在VCC脚也接旁路电容接地， 用于吸收对外部MOSFET栅极电容充电时产生的电源电流尖峰。为了防止不适当的栅极驱动信号，IC 将阻断输出，直到 VCC 高于欠压锁定门限并维持在高于较低的门限电平。 16 脚（rvGTD）： PWM 输出是一个图腾柱式 MOSFET 栅极驱动器(rvGTD)信号。该输出被 IC 内部箝位在 15V，所以 IC 可工作在CCV高于 35V 电压值。采用最小为的栅极串联电阻器，可防止栅极阻抗与栅极驱动器输出之间的互相作用影响，它会引起rvGTD输出过冲太大。当驱动容性负载时，某些输出的过冲总是会出现的。 3.1.3 UC3854 保护功能 （1）欠压保护：比较器1C为监控直流控制电压肠CCV17V；比较器2C为监控电网电压有效值NV80V，当CCV或NV低于所设定下限时，比较器1C或比较器2C动作，使开关管 S 正偏导通，1CV迅速下降为零，使电路中止工作。 （2）过载保护：当主电路流过过载电流并使比较器4C的反向端电压为零时，4C动作使锁存器 F 复位，停止工作1。 4.2 Boost 型 PFC 实验电路的技术指标及 PFC 目的 4.2.1 系统的主要技术指标 本文所研究的单相 Boost 有源功率因数校正电路，其技术指标如下： （1）输入交流电压：115/50HZ； 第四章 500W Boost 型 PFC 实验电路设计 - 22 - （2）输出直流电压：200V； （3）输出功率：500W； （4）电流检测为无感电阻； （5）开关频率为 40KHZ； （6）输入电流的总谐波畸变率 THD 控制在4%或以下。 4.2.2 PFC 的目的 功率因数校正主要实现两个目的： （1）控制电感电流波形，使它能跟踪输入电压的波形，从而得到高功率因数； （2）为后一级电路提供平滑的直流电压。 4.3 系统主电路的设计 Boost 变换器因其具有特殊优点(在第三章中已作详细介绍)，在有源功率因数校正中应用最多。所以，考虑到电路的实用性，本文设计了采用 Boost 变换器作为 PFC 的主电路拓扑。整个 APFC 主电路的结构如图 4-2 所示： VD1VD2VD3VD4VDC0RSVTLILBoost变换器U0R 图 4-2 Boost 变换器 第四章 500W Boost 型 PFC 实验电路设计 - 23 - 4.3.1 Boost 变换器的设计 （1）升压电感 L1 电感器在线路中起着能量的传递、储存和滤波等作用，并决定了输入端的高频纹波电流总量，因此按照限制电流脉动最小的原则来确定电感值。考虑最差的情况：输出功率最大，输入电压最低。此时，输入电流最大，纹波也最大，为了保证在这种情况下输入电流的纹波仍然满足要求，电感的设计应该在输入电压最低的点进行计算。 由前面分析知，当开关管 S 导通时有 LinSLLVDT 即 inSinLsLV DTV DLIfI 式中 ST 表示开关周期，sf表示开关频率。 1. 确定输入电流的最大峰值。当输入电压最小时，输入电流最大，有 (min)2250080INPKINPIV=8.84（A） 式中 0INPP。 2. 设定允许的电感电流的最大纹波。 通常选择在最大峰值线路电流的 20%左右，即允许电感电流有 20%的波动，有 0.20.2 8.841.8LPKII7（P PA） 3. 确定电感电流出现最大峰值时的占空比。当输入电压达到峰值的时候，输入电流也应该达到峰值，此时的电流纹波最大，因此，应在最小输入电压的峰值点处计算占空比，有 0(min)02INVVDV=200280200=0.434 第四章 500W Boost 型 PFC 实验电路设计 - 24 - 4. 计算升压电感值 (min)2INsLVDLfI=280 0.43440000 1.768=0.694mh 本设计中 L 实取值为 0.7mh （2）输出电容 C 选择输出电容时要考虑到的因素有：开关频率纹波电流、二次谐波纹波电流、直流输出电压、输出电压纹波、维持时间、流过输出电容器的总电流是开关频率纹波电流的有效值和线路电流的二次谐波；通常选择长寿命、低漏阻、能耐较大纹波电流，工作范围较宽的铝电解电容，并且耐压的选择应留有充分的余量，以避免超负荷工作。对输出电容的计算有以下两种方法： 1. 按输出电压的纹波要求计算11 由于输出电容 C 中将流过的交流分量，在 C 端压将产生脉动，该脉动量与C 的数值有关。一般输出电压纹波要求为v2%，设输出电压脉动量为0u，则 001tcui dtC=0sin22ItC 记0u的峰峰值为0()ppu， 0()ppu=0IC v0()000p puIUCU 00VICU 根据本电路给出的技术指标，为使输出电容足够大，式中0U取最小输出电压为 0(min)(max)2inUU=1.414*270=382V，则 第四章 500W Boost 型 PFC 实验电路设计 - 25 - 00(min)VICU500/382314 2% 382=546uf 2. 按维持时间计算 维持时间是指在输入电源被关闭之后，输出电压仍然保持在规定范围内的时间长度。维持时间是以下电参量的函数：储存在输出电容器中的能量总和、负载功率、输出电压及能使负载工作的最小电压。所以用维持时间t来确定输出电容值的计算公式为： 02200(min)2*PtCUU，取t为 36ms 222*500*0.036200100C =1200uf 本设计以满足维持时间要求为准则，故采用第二种计算方法。电容 C 取值1200uf。 （3）电流取样电阻 通常有两种电流传感检测方法，即在变换器接地线返回端串联一个取样电阻来检测输入电流或用两个电流互感器。采用取样电阻检测输入电流要比电流互感器成本低，它主要使用于功率和输入电流较小的场合。故本设计选择取样电阻来检测输入电流的方法。电流取样电阻SR上的压降SV作为输入电流取样信号，通过电流环的调节作用，使输入电流呈正弦波形。电流取样电阻SR上的电压SV的典型值为 1.0V。 求出 (max)/2PKPKIII=8.84+0.9=9.74（A） 计算电流取样电阻值(max)1/SPKRI=1/9.74=0.1() 选取 0.15() 计算峰值检测电压的实际值 ()RS PKPKSVIR=8.840.15=1.3（V） （4）功率开关管和二极管 当功率开关管导通时，二极管反向截止，流经开关管的电流为电感电流，二极管上的反向电压为输出电压；当功率开关管关断时，二极管正向导通，开第四章 500W Boost 型 PFC 实验电路设计 - 26 - 关管上的电压为输出电压，流经二极管的电流为电感电流。因此在选择功率开关管和二极管时，其额定电压必须大于输出电压，额定电流必须大于电感电流的最大值。电压考虑 1. 2 倍的安全裕量，电流考虑 1. 5 倍的安全裕量，则 ( )01.2CEM SVV=1.2200=240 (V) ()( m a x )1 . 5C E MSLII=1.58.84=13.26 (A) 根据上述额定电压，额定电流的要求，功率开关管选取 Intersil 公司的IRFP460 为功率 MOSFET，其额定电压为 500V，额定电流为 20A；续流二极管选用 STTA1206D， 其额定电压为 600V， 额定电流为 12A， 反向恢复时间为 35ns。 4.4 基于 UC3854 芯片系统控制电路的设计 4.4.1 外围电路的设计 （1）峰值电流限流电阻1PKR和2PKR UC3854 具有峰值电流限制的功能，当输入电流瞬时值超过最大电流限时，使开关管关断。这个功能由1PKR和2PKR组成的分压网络和峰值限制比较器来完成12。 1PKR和2PKR的选取，一般要考虑到峰值电流的过载量，如设过载量为 0.6A，则 峰值电流过载值：()PK OVI=9.74+0.6=10.4（A） 检测电压过载值：()()RS OVPK OVSVIR=10.40.15=1.56 (V) 通常1PKR选为定值，典型值 10K，又由于基准电压REFV=7.5V，则可由分压网络得2PKR： 2PKR=()()1/RS OVPK OVPKREFVIRV=1.5610000/7.5=2.08 (K)， 取2PKR=2K。 （2）前馈分压电路 分压电路结构如图 3-3 所示由1FFR、2FFR、3FFR、1FFC、2FFC组成的一个第四章 500W Boost 型 PFC 实验电路设计 - 27 - 二阶 RC 低通滤波器。 图 4-3 前馈分压电路 电路的传递函数为： 021( )VDG SVASBSC 其中 12312FFFFFFFFFFARRRCC 11233212()()FFFFFFFFFFFFFFFFBRCRRRCRR 123F FF FF FCRRR 3FFDR 可见，由1FFR、2FFR、3FFR、1FFC、2FFC组成的一个二阶 RC 低通滤波器 其中阻尼比： 2BAC， nCA。 由于 B