15kVA逆变电源设计 毕业设计

毕 业 设 计题 目： 15kVA逆变电源设计 系： 电气与信息工程系 专业：电气工程及其自动化 班级： 0607 学号200601010733学生姓名： 导师姓名： 完成日期： 2010年6月15日 诚 信 声 明本人声明：1、本人所呈交的毕业设计（论文）是在老师指导下进行的研究工作及取得的研究成果；2、据查证，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，毕业设计（论文）中不包含其他人已经公开发表过的研究成果，也不包含为获得其他教育机构的学位而使用过的材料；3、我承诺，本人提交的毕业设计（论文）中的所有内容均真实、可信。作者签名： 日期： 年 月 日毕业设计（论文）任务书 题目： 15kVA逆变电源设计 姓名 贺杰 学院 电气与信息学院 专业 电气工程及其自动化班级0607学号 200601010733 指导老师 李 春 菊 职称 讲 师 教研室主任 谢 卫 才 一、 基本任务及要求： 主要设计内容如下： a 1、理解逆变电源的工作原理，确定系统主电路 ： 包括主电路结构的选择，逆变功率器件的选择 ，参数计算 2、确定系统驱动电路 3、设计系统的控制电路（包括保护电路、触发电路等） 4、提交毕业设计论文和图纸 参数如下: 直流侧输入电压:750V 输出交流电压:380/220V 输出频率:50Hz 容量:15kVA 二、 进度安排及完成时间：1、第12周：查阅资料；写开题报告;确定总体方案。 2、第34周：毕业实习、撰写实习报告。 3、第56周：确定系统主电路 4、第78周：确定系统驱动电路 5、第912周：设计系统的控制电路 6、第1314周:撰写毕业设计论文。 7、第15周：指导老师评阅、电子文档上传FTP。 8、第16周：毕业设计答辩。 目录摘 要IAbstractII第1章 概述11.1引言11.2逆变电源的原理11.3工频逆变电源的应用11.4本论文主要内容2第2章 逆变功率器件的选用32.1自关断器件介绍32.2 IGBT开关器件的驱动和保护42.3 IGBT结构和工作特性42.4 IGBT驱动电路的要求62.5 IGBT的保护7第3章 逆变器设计93.1 逆变器系统的基本构成93.2 逆变电路介绍103.2.1 单相电压型逆变电路103.2.2 三相电压型逆变电路113.3 逆变电路的选择12第4章 主电路设计144.1 系统主电路及工作原理144.2 斩波器的设计144.3功率模块的选择164.4 输入侧平波电容的选择164.5 工频变压器的设计174.6 输出LC滤波器参数计算17第5章 控制电路的设计185.1 SPWM逆变器的控制模式185.1.1 SPWM调制的理论基础185.1.2 全桥逆变器的控制方法195.2 逆变控制策略225.2.1 输出电压的PI控制225.2.2 电流滞环的瞬时值控制策略235.2.3 逆变控制系统分析与设计235.3驱动电路设计25第6章 逆变控制系统的硬件设计与实现276.1 主控芯片的选用276.2 逆变控制系统硬件架构28第7章 逆变控制系统的软件设计与实现317.1 生成SPWM控制脉冲波形软件317.2 PI调节软件317.3 与静态开关兼容控制软件317.4 主要软件控制流程图32结束语35参考文献36致谢37湖南工程学院毕业设计（论文）15kVA逆变电源设计摘要：本文在分析了IGBT(绝缘栅双极晶体管)特性的基础上，设计了一台容量为15kVA、频率为50Hz的逆变电源。给出了直流斩波电路及全桥逆变电路的工作原理，此逆变电源可将750V的直流电压逆变为380/220V的三相交流电压。对逆变电源的控制主要分两部分：逆变控制和斩波控制。斩波控制可将750V波直流电压变成440V的直流电压。逆变控制可将此直流电压逆变为440V的交流电压，最后经变压器得到380/220V的三相交流电压。驱动电路的设计使得该系统的应用更加易行。设计中说明了各元件参数的计算和选择方法，提出了对IGBT的短路保护方案。关键词： IGBT；逆变电源；斩波器；短路 Designing of 15kVA Inverter PowerAbstract：Based on analyzing the characteristic of IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), an inverter power supply of volume 15kVA, working frequency 50Hz was designed in this paper. The working theory of DC voltage circuit and bridge type invert circuit were provided. The inverter power can invert 750 volt vibrating DC voltage into three phase of 380/220 volt, AC voltage.The control for inverter power consists of two parts: Chopper Control and Inverter Control. Chopper Control can change 750 volt vibrating DC voltage into 440 volt DC voltage and Inverter Control can invert the DC voltage into 440 volt, AC voltage, at last, from transformer we can get three phase of 380/220 volt, AC voltage. The drive circuit is so convenient and easy to be used. Every component in the system was designed and chosen. The way of shot circuit protection was presentsed in this paper.Keywords：IGBT；Inverter power；Chopper；Short CircuitII15kVA逆变电源设计第1章 概述1.1引言电力电子技术对我国的工业自动化、交通运输、城市供电、节能和环保等的发展起到了巨大的推动作用。在电力电子技术中，逆变技术又是最主要、最核心的技术，它主要应用于各种逆变电源、变频电源、开关电源、UP调整器、电动汽车、电气火车、燃料电池静置式发电站等。随着控制技术的发展和对操作性的提高，许多行业的用电设备都不是直接使用公用交流电网提供的交流电作为电能源，而是通过各种形式对其进行变换，从而得到各自所需的电能形式，。它们的幅值、频率、及其变化方式因用电设备的不同而不尽相同，如通信电源、不间断电源、医用电源等，它们所使用的电能都是通过整流和逆变组合电路对原始电能进行变换后得到的S电源、交流稳压电源、电力系统的无功补偿、电力有源滤波器、变频。小型化、数字化、高频化、高性能的逆变电源具有广泛的应用前景。1.2逆变电源的原理利用晶闸管电路把直流电转变成交流电,这种对应于整流的逆向过程,定义为逆变。例如:应用晶闸管的电力机车,当下坡时使直流电动机作为发电机制动运行,机车的位能转变成电能,反送到交流电网中去。又如运转着的直流电动机,要使它迅速制动,也可让电动机作发电机运行,把电动机的动能转变为电能,反送到电网中去。把直流电逆变成交流电的电路称为逆变电路。在特定场合下,同一套晶闸管变流电路既可作整流,又能作逆变。变流器工作在逆变状态时,如果把变流器的交流侧接到交流电源上,把直流电逆变为同频率的交流电反送到电网去,叫有源逆变。如果变流器的交流侧不与电网联接,而直接接到负载,即把直流电逆变为某一频率或可调频率的交流电供给负载,则叫无源逆变。交流变频调速就是利用这一原理工作的。有源逆变除用于直流可逆调速系统外,还用于交流饶线转子异步电动机的串级调速和高压直流输电等方面。1.3工频逆变电源的应用工频逆变电源是一种能够将直流电转换为和市电相同的AC220V交流电，供一般电器使用，是一种方便的电源转换器。工频逆变电源有着广泛的用途，它可用于各类交通工具，如汽车、各类舰船以及飞行器，在太阳能及风能发电领域，逆变器有着不可替代的作用。电力控制系统的可靠程度是电力系统和设备可靠、高效运行的保证，而电力控制系统必须具备安全可靠的控制电源。工频逆变电源是新一代的DC/AC电源产品，一般输入为220V直流电，输出为220V、50Hz正弦波交流电，输入输出端完全与市电隔离，避免了市电波动对负载的影响，完全满足变电所分站RTU、通讯设备和微机等设备对工作电源的要求，而完全与市电隔离，还可避免雷电等过电压造成的电源板烧毁事故，提高了负载的安全性。由于新一代DC/AC工频逆变电源的超隔离输出，超强的抗干扰能力，强大的通讯功能，在农村综合自动化变电所中采用直流动力+逆变器方案，具有较好的运行经济性、可靠性和安全性，真正实现无人值守对设备工作电源的监控要求。1.4本论文主要内容本论文对工频逆变电源系统的设计和系统功能实现进行了详细分析和论述;本次设计的容量15kVA，频率为50Hz的逆变电源，在分析以IGBT为主要器件的逆变器基础上，给出了直流斩波电路和三相全桥逆变电路的工作原理。该逆变电源通过斩波电路将输入的750V直流电压转换为440V直流电压后经过逆变电路逆变成交流电压，最后经过变压器得到380/220V交流电压。逆变器中的IGBT驱动电路由SPWM进行控制，通过对主要时驱动电路以及控制电路的设计，使得该逆变电源得以实现。设计中还需说明对各元件的参数计算和选择，并且还提出IGBT的保护电路方案。第2章 逆变功率器件的选用2.1自关断器件介绍自关断器件在逆变器件中的应用大大提高了逆变电源的性能，逆变器采用自关断器件的好处是：（1） 简化了主电路，由于自关断器件不需要换流电路，因而主电路得到简化、成本降低、可靠性提高。（2） 提高了性能，由于自关断器件的使用，使得开关频率得以提高，从而使逆变桥输出电压中低次谐波含量大大降低，因而使输出滤波器的尺寸得以减小，逆变电源的动态特性以及对非线性负载的适应性也得以提高。自关断器件主要有：可关断晶闸管（GTO）、电力晶体管（GTR）、绝缘栅型电力场效应晶体管（MOSFET）、绝缘栅双极性晶体管（IGBT）等。可关断晶闸管GTO（Gate Turn-Off Thyristor）亦称门控晶闸管。其主要特点为，当门极加负向触发信号时晶闸管能自行关断。电力晶体管按英文Giant Transistor直译为巨型晶体管，是一种耐高电压、大电流的双极结型晶体管，其特性有：耐压高，电流大，开关特性好，但驱动电路复杂，驱动功率大；GTR是一种电流控制的双极双结大功率、高反压电力电子器件，具有自关断能力, 它既具备晶体管饱和压降低、开关时间短和安全工作区宽等固有特性，又增大了功率容量，因此，由它所组成的电路灵活、成熟、开关损耗小、开关时间短，在电源、电机控制、通用逆变器等中等容量、中等频率的电路中应用广泛。GTR的缺点是驱动电流较大、耐浪涌电流能力差、易受二次击穿而损坏。绝缘栅型电力场效应晶体管（MOSFET）电力MOSFET是用栅极电压来控制漏极电流的，因此它的第一个显著特点是驱动电路简单，需要的驱动功率小。其第二个显著特点是开关速度快，工作频率高。另外，电力MOSFET的热稳定性优于GTR。但是电力MOSFET电流容量小，耐压低，一般只用于功率不超过10kW的电力电子装置。IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)，绝缘栅双极型晶体管，是由BJT(双极型三极管)和MOS(绝缘栅型场效应管)组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件, 兼有MOSFET的高输入阻抗和GTR的低导通压降两方面的优点。GTR饱和压降低，载流密度大，但驱动电流较大;MOSFET驱动功率很小，开关速度快，但导通压降大，载流密度小。IGBT综合了以上两种器件的优点，驱动功率小而饱和压降低。在自关断器件中，IGBT以其开关频率高、通态压降小、驱动功率小、模块的电压电流等级高等优点已成为中小功率逆变器的首先器件，IGBT逆变电源已成为中小逆变电源的主流。根据设计要求，本系统逆变器容量为15KVA，选择了IGBT为主要器件的逆变器。下面将对IGBT的性能、优势及主要参数做详细的介绍：2.2 IGBT开关器件的驱动和保护 绝缘栅极双极性晶体管IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)是一种新发展起来的复合型电力电子器件.它既有单极性电压驱动器件MOSFET的优点，又结合了双极性器件GTR耐高压、电流大的特点。因为是电压控制器件，故输入阻抗高、开关速度快、热稳定性好，同时驱动电路简单。在20kHz及以下中等容量变流装置中得到广泛的应用，己逐步取代GTR.近年来，其容量越来越大，频率越来越高。第三代IGBT的开发，可使装置工作频率提高到50100kHz。本系统中使用了日本富士1MBH60D100型单管IGBT，其耐压值为1000V，额定电流60A。为了设计驱动电路和保护电路，应对IGBT的结构和工作特性有所了解。2.3 IGBT结构和工作特性1 基本结构IGBT与功率MOSFET相比，在漏极区下面多了一个层，形成一个新的PN结，器件集电极即从这个层引出。栅极和发射极结构则类似于功率MOSFET。因此从电路来看，IGBT相当于一个N沟MOSFET驱动的PNP型GTR，其等效电路和电路符号如图2.1所示。IGBT的开通和关断受栅极电压控制，在栅极正向电压作用下，MOSFET形成沟道，为GTR提供基极电流，IGBT导通。门极施加反向电压后，MOSFET沟道消除，IGBT关断。由于IGBT功率部分是一个PNP型GTR，从而使IGBT通态电阻更近似于GTR，比MOSFET小得多，因此即使高耐压的器件也有较低的通态压降。 图2.1 IGBT等效电路及电路符号2 工作特性与功率MOSFET相似，IGBT的转移特性和输出特性分别描述了器件的控制能力和工作状态。图2.1给出了典型的IGBT转移特性和输出特性。从转移特性可以看出，集电极电流在大部分变化范围内，与栅射电压近似为线性关系。IGBT也存在栅极开启电压，当栅射电压在附近时，集电极电流很小，但变化很大，时，IGBT关断。应当注意，IGBT加于栅一射极间电压受集电极最大电流限定，一般最佳值取15V左右。图2.1示出了IGBT的开通和关断过程.开通时间由四部分组成:开通延迟时间是外施栅极脉冲从负到正跳变开始，到栅一射电压充电到的时间。这以后集电极电流从零开始上升，到90%稳态值的时间为电流上升时间。在这两个时间内，集射集间电压基本不变。随后，开始下降。下降时间是MOSFET工作时漏一源电压下降时间，是MOSFET和PNP晶体管同时工作时漏一源电压下降时间，因此，IGBT开通时间为。开通过程中，在、时间内，栅一射极间电容在外施正电压作用下充电而按指数规律上升，在和时间内MOSFET开通，流过对GTR的驱动电流，栅射电压基本维持，IGBT完全导通后驱动过程结束，栅射电压再次按指数规律上升到外施栅极电压值。IGBT关断时，在外施栅极反向电压作用下，MOSFET输入电容放电，内部PNP晶体管仍然导通，时间内，、基本无明显变化。之后，栅射极电压降到，MOSFET开始退饱和，器件电压随之上升。在时间内，基本维持在, 无明显变化。时间后，MOSFET退出饱和，PNP管基极电流下降，集电极电流减小，继续衰减。再经过时间后，降到, MOSFET关断，PNP管基极电流为零。但晶体管内存储电荷的消除需要时间，因此，时间后，还有一个尾部时间，这段时间延续较长，集射电压又已建立，故有较大的损耗。 （a）移动特性 （b）输出特性图2.2 IGBT静特性3 IGBT安全工作区IGBT在正常工作时，集电极电流IC基本上受控制，但当集电极电流超过某一缓大值,之后，栅极电压将失去控制作用。这是IGBT的一种特殊现象，叫做擎住效应.出现这种情况时很大，导致器件损坏。由于IGBT关断过程中还会出现所谓动态擎住效应，这时允许的值比静态擎住时的值更小。因此器件给出的通常按动态擎住效应来规定。IGBT经常用于开关工作状态，因此，它的安全工作区分为正向偏置安全工作区和反向偏置安全工作区。正偏安全工作区FBSOA是指栅一射极间加正偏压时的安全工作区，对应IGBT的导通状态。如图2.2(a)所示，除和集一射极最大允许电压边界外，另一边界对应于允许的功耗。因功耗与器件的导通时间密切相关，从图中可以看出，IGBT的FBSOA也随导通时间增加而减小。反偏安全工作区RBSOA是指栅一射极间加反偏压时的安全工作区，对应IGBT的关断状态.与FBSOA相比，三条边界中，和相同，但另一条边界为器件关断后集一射极间重加正向电压的上升率。2.4 IGBT驱动电路的要求（1） 加在IGBT栅极G和射极E之间，用来开通和关断IGBT的栅极驱动电压的正、负脉冲，应以足够陡的上升沿和下降沿，使IGBT开关时间短，开关损耗小。（2） 由驱动电路提供的驱动电压UGE和驱动电流要有足够的幅值，使IGBT总处于饱和导通状态。的幅值要综合考虑减小IGBT通态损耗和提高其短路电流耐受能力这两方面的要求来选取。本系统中为+15V。（3） 在关断过程中，为尽快抽出IGBT内部PNP管中的存储电荷，应施加负偏压-，其值受G. E极间最大反向耐压的限制，在本系统中为-5V。（4） IGBT内部存在寄生晶闸管，当集电极电流IC过大或IGBT关断过程中 太高时，都可能使寄生晶闸管误导通，形成静态和动态擎住效应，使IGBT失控。故应注意限制IGBT集电极电流的最大值编，本系统栅极外加串联电阻，以延长其关断时间，减小的值。（5） 由于IGBT在电力电子设备中多用于高电压，所以驱动电路应与控制电路在电位上严格隔离.本系统中，采用了TLP521光藕进行隔离。（6） IGBT的栅极驱动电路应尽A简单实用和可靠，自身最好带有对IGBT的保护功能，并有较强的抗干扰性。驱动电路与IGBT的连线要尽量短，并采用绞线或同轴电缆线。2.5 IGBT的保护在使用IGBT时，除驱动电路外，最重要的工作就是要设计好保护电路，其中主要是过电流保护和过电压保护。1 过电流保护IGBT耐受过电流的能力很有限。这种能力通常用在一定条件下IGBT耐受过电流而不损坏的时间来表征。所谓过流保护，就是指用一定的保护措施使过电流的持续时间小于。引起IGBT短路的主要原因有四钟情况:桥臂上一个IGBT管或二极管损坏，引起直通短路;桥臂上两个管子都损坏引起桥臂短路;接线错误引起输出短路;还有接线错误或绝缘损坏引起负载对地短路。所有这些短路情况都应加以保护。在相同的电源电压和门极电压下，耐受短路的时间以直通短路为最短，桥劈短路和输出短路为最长，所以任何一种短路现象都可以按直通短路处理来设计短路保护。IGBT的短路耐受能力与栅极电压有关。越小，短路耐受能力就越强。一般来说 ，饱和压降2V左右的IGBT的短路耐受能力仅有几微妙，这样短的时间内，保护电路要辨别是很困难的，故不能保证保护的可靠性。由图2.2可知，降低可提高IGBT的短路耐受能力，因此可以这样设想:检测到短路，便降低，这样便可延长短路时间。IGBT在短路时关断，电流很大，如果按正常工作时的关断速度进行，则会因过大的回路电感电势L叠加在上，形成幅度很高的尖脉冲，损坏主回路IGBT和其他元器件。因此必须较慢地逐渐减小直到IGBT关断。这就是所谓的“软关断”。以上短路保护的基本思想通过EXB840的内部集成保护电路得到了实现，在进行过流检测和硬件电路延时保护的同时，EXB840向CPU发出一过流保护信号，在本系统中，使用80C196MC的外中断输入引脚来检测过流信号，当检测到EXB840发来的过流信号时，在外中断程序中，及时封锁SPWM输出信号，并通过数码管发出报警信息。2 过压保护对IGBT设置过压保护也是绝对必要的。引起IGBT过电压的主要原因之一是，当IGBT关断时因回路布线电感电势L加到关断中的开关元件上，从而造成的电压尖脉冲。抑制这种尖脉冲的办法就是设置缓冲电路。第3章 逆变器设计逆变器是逆变电源系统的核心。本系统的逆变器可作为单机实现DC/AC变换，独立向负载供电，其输出能够提供符合幅值、频率、波形失真度、过载能力要求的交流电压;还可以通过切换装置静态开关，与市电配合组成双供电电源系统。能够对静态开关所发出的相位同步和频率信号进行跟踪，实现输出电压幅值、频率和相位的可调。3.1 逆变器系统的基本构成逆变器系统包括逆变主电路和逆变数字控制电路及其输入电路、输出电路、保护电路、辅助电源电路等，共同构成了逆变器系统，如图3.1所示。输入电路逆变主电路输出电路辅助电源逆变数字控制电路保护电路DCAC输出图3.1 逆变器系统框图1 输入电路:对输入电量进行处理的电路。输入电路一般包括滤波电路、高低压保护电路和EMI (Electro Magnetic Interference)对策电路.本系统采用大容量极性电容滤波，并设置了缓启动和高低压窗口保护电路.2 输出电路:一般包括滤波电路和EMI电路，有时根据需要还包括逆变变压器。本系统根据升压需要，采用了工频变压器，并同时采用电感、电容低频滤波和EMI电路滤波，保证输出电压的质量。3 逆变控制电路:产生控制脉冲来控制逆变器开关管的导通与关断，支持主电路完成逆变功能。本系统采用了目前先进的DSP芯片，用数字化方法生成驱动脉冲信号。4 辅助电源:将逆变器的输入电压变换成适合控制电路工作所需的低压直流，本系统采用了DC/DC变换电路。5 保护电路:本系统设置了直流侧过压保护、直流侧欠压保护、过载保护、短路保护和过热保护等。3.2 逆变电路介绍逆变电路根据直流侧电源性质的不同可分为电压型逆变电路和电流型逆变电路两种。电压型逆变电路：直流侧是电流源的逆变电路；电流型逆变电路：直流侧是电压源的逆变电路。电压型逆变电路有以下主要特点：（1） 直流侧为电压源并联有大电容，直流侧电压基本无脉动。（2） 由于直流电压源的箝位作用，输出电压波形为矩形波，输出电流因负载阻抗的不同而不同。（3） 当交流侧为阻感负载时需要提供无功功率，为了给交流侧向直流侧反馈的无功能量提供通道，逆变桥各臂并联反馈二极管。逆变电路根据输出相数，分为单相逆变电路和三相逆变电路。3.2.1 单相电压型逆变电路正弦逆变电源的作用是将直流输入电压转变为正弦交流电压输出,常见的单相正弦逆变电源主电路主要有半桥、全桥两种结构,其中以全桥逆变电路应用最为广泛。1 半桥变换电路在高压开关电源中，功率输出大的一般都使用半桥式变换电路。其电路图如图3.2所示。它由两只电容和两只高压晶体管组成。当两只晶体管都截止时，若两只电容的容量相等且电路对称，则电容中点A的电压为输入电压的一半。当VT1导通时，电容Co1将通过VT1、变压器初级绕组N1放电；同时，电容Co2则通过输入电源、VT1和T1的原边绕组N1充电。中点A的电位在充、放电过程中将指数规律下降。在VT1导通结束时，A点的电位为，且两只晶体管全都截止。两只电容和两只晶体管的集射极间的电压基本上相等，都接近于输电源电压的一半。相反，VT2导通时，Co2放电、Co1充电，A点的电位将增至，即A点电位在开关过程中将在的电位上以的幅值进行指数变化。由此可见，在半桥式电路中，变压器初级线圈在整个周期中都流过电流，以磁心利用得更充分。半桥式变换电路的主要优点是其电路中所使用的功率开关晶体管的耐压较低，绝不会超过输入电压的峰值；晶体管的饱和电压也降至最低；输入滤波电容的耐压也可以减小。但是因为高频变压器上施加的电压幅值只有输入电压的一半，与推挽式相比，欲输出相同的功率，则变压开关管必须流过2倍的电流。图3.2半桥变换电路2 全桥变换电路将半桥式变换电路中的两电解电容换成另外两只高反压功率晶体管，并配以适当驱动电路即可组成全桥式变换电路，如图3.3所示。VT1、VT2、VT3、VT4组成4个桥臂。高频变压器T连接在它们中间。相对臂的VT1、VT2和VT2、VT3、由驱动电路激励而交替导通，将直流输入电压变换成高频方波交流电压。其工作过程与推挽式功率转换电路一样。这样，高频变压器工作时，其初级线圈得到的电压即为电源电压。它是半桥电路输出电压的一倍，而每个晶体管耐压仍为电源电压，使输出功率增大一倍。若是电流达到半桥电路的水平，即电流增大一倍的话，则输出功率就可以增大4倍。全桥电路的主要不足是需要4组彼此绝缘的晶体管基极驱动电路,使控制驱动电路成本增大并复杂化，但选用全桥变换电路可使输出功率大大提高,而且晶体管的损耗少。图3.3全桥变换电路3.2.2 三相电压型逆变电路用三个单相逆变电路可以组合成一个三相逆变电路,本课题设计就采用IGBT作为开关器件的电压型三相桥式逆变电路,其基本工作方式是180导电方式,即每个桥臂的导电度数为180,同一相上下两个臂交替导电,个相导电的角度依次相差120,这样,在任一瞬间,将三个桥臂同时导通。可能上面一个臂下面两个臂，也可能上面两个臂下面一个臂导通。因为没次换流都是在同一上下两个桥臂之间进行的，因此也被称为纵向换流。图3.4三相电压型逆变电路以图示三相电压型逆变电路来说明其最基本的工作原理。图3.4中,，,是桥式电路的6个臂，它们由电力电子器件及其辅助电路组成。三相电机即为负载。当，,闭合为正， ,闭合UA0为负。其他两相类似。这样，就把直流电变成了交流电，改变三组开关的切换频率，即可改变交流电的频率。这就是逆变的电路的最基本的工作原理。3.3 逆变电路的选择本系统选择三相电压型逆变电路作为系统主电路，下面是三相电压型逆变电路的详细介绍：三相电压型逆变电路如图3.5。图3.5三相电压型逆变电路 在任一瞬间，将有三个桥臂同时导通，因为每次换流都是在同一相上下两个桥臂之间进行的，因此也被称为纵向换流。对于U相输出来说，当桥臂1导通时，当桥臂4导通时，。因此，的波形是幅值为的矩形波。V、W两相的情况个U相类似，负载线电压可由下式求出： (3.1)设负载中点N与支流电源假想中点之间的电压为，则负载各相的相电压分别为： (3.2)把上面各式相加并整理可求得 (3.3)负载为三相对称则有，故可得 (3.4)上述180导电方式逆变器中，为了防止同一相上下两桥臂的开关器件同时导通而引起直流侧电源的短路，要采取先断后通的方法。即先给应关断的器件关断信号，待其关断后留一定的时间裕量，然后再给应导通的器件发出开通信号，即在两者之间留一个短暂的死区时间。死区时间的长短要视器件的开关速度而定，器件的开关速度越快，所留的死区时间就可以越短。作在上下桥臂通断互补方式下的其他电路也是适用的。第4章 主电路设计4.1 系统主电路及工作原理系统主电路图如图4.1所示：图4.1 系统主电路图该逆变电源通过斩波电路将输入的750V直流电压转换为440V直流电压后经过逆变电路逆变成交流电压，最后经过变压器得到380/220V交流电压。逆变器中的IGBT驱动电路由SPWM进行控制，通过对主要时驱动电路以及控制电路的设计，使得该逆变电源得以实现。4.2 斩波器的设计1 斩波器的工作原理斩波器工作如下:在T=0时触发IGBT，因负载中有电阻和电感，负载电流按指数曲线上升，IGBT导通期间，负载电压等于电源电压E。当T=TK时刻，通过换流电路的作用，使IGBT关断，负载电流通过二极管续流，负载电流按指数曲线下降。为了减小负载电流的脉动，串接较大值电感L，使负载电流能连续，到一周期再触发IGBT，重复上述工作。到稳态时，一周期内电流的初值与终值应相等。负载电流连续时，负载端直流输出电压的平均值为:式中t1为IGBT的导通时间，t2为IGBT的断电时间，a为导通比，小于1，它与U。成正比关系，改变导通比a，就可以使U。从零到E之间连续变化。 2 斩波器中储能电感的计算 在储能电感L中流过的电流具有较大的直流分量，并叠加一交变分量。一般情况下，交变分量的平均值比支流分量小得多。直流分量在铁芯中会产生较大的支流磁偏量，使铁芯饱和，所以铁芯必须加气隙，由于交变磁化分量较小，一般情况下，BBm-Br，局部磁滞回线包围的面积较小。铁芯储能最大值：Wm=1/2*L*Im =1/2*N*Sc/Lc*(Hm*Lc/N) =1/2*Bm*Hm*Vc 公式中Vc=Sc*Lc为铁芯体积；Bm=e*Hm 由上式可见，对于一定的铁芯材料来说，只有加大铁芯体积来增大铁芯储能。降压斩波电路中，当IGBT导通时设电流线形变化， U1=L*I/Ton L=U1*Ton/I 已知输出电压U2=440V ，输出功率P2=15000W，T=20ms(1)最大输出电压U=460Va= =0.857 T=T*a=42.85s 取I=10%I=10%*=0.1*2000/130=1.54A L=U1*T/I=130*42.85*10-6/1.54=3.62mH(2)最小输入电压U1=420V时， 同理可求得L=0.1mH 加气隙后的电感值：由于铁芯材料r 1,铁芯加气隙后，等效的相对磁导率： = 加气隙后的电感值：L= S=4.2cm 取N=50（匝），可求得4.3功率模块的选择根据设计要求，本系统逆变器容量为15KVA，采用高频单极性倍频SPWM调制方式，输出电压220V，选择了IPM逆变模块。考虑到电压波动、开关电流引起的尖峰电压以及充分的过载能力，型号确定为PM200CSA060，集电极到发射极最大允许峰值电压600V，最大工作电流200A。功率模块IPM( Intelligent Power Module)不仅把功率开关器件和驱动电路集成在一起，还内置有过电压，过电流和过热等故障检测电路，并可将检测信号送到CPU或DSP作中断处理。它由高速低工耗的管芯和优化的门极驱动电路以及快速保护电路构成。即使发生负载事故或使用不当，也可以工阳自身不受损坏。选用IPM功率模块，主电路简单，大大提高了系统的可靠性高。4.4 输入侧平波电容的选择 电解电容的参数通常依照下面公式确定:C= (35) T/R式中T为输入侧直流电源的脉动周期，R为直流侧等效电阻，根据本系统功率P=15*0 .8= 12KW和电容平均直流电压V=220V可以确定： R= = = 4.03如果直流侧是由50Hz交流电压经过全波整流得到，则T=10ms，于是C= (35) T/R=C= (35) X0.01/4.03=74000uF120000uF如果是三项交流电整流或者直流侧采用的是蓄电池，则实际的T要小一些，考虑到逆变器的适应性，取平波电解电容为6600 uF (2 *3300 uF/350V)。为了消除电源噪声对逆变模块的干扰，在平波电解电容上并上一个0.47 u F的高频无极性电容。4.5 工频变压器的设计在逆变电源系统中工频变压器主要起着升压和电气隔离以及滤波的作用，它对逆变器的输出电气性能有着很重要的作用。根据升压前逆变器开环输出最大电压和最终要求输出的电压大小来确定变比。开环输出电压为U=E*M*sin，其中E= 220V，可以知道有效值最大为220/=156V，变比N应大于220:156.另外，必须保证直流电压在低压保护边界处调制度M不超过1时仍可如出220V电压，取直流电压低压保护边界为180V, U=E*M* sin，有效值最大为180/=127V，变比N边界参考值为220:127.考虑到变压器的绕组内阻压降和输出滤波电路压降，确定实际原、副边变比应稍稍取大些，N=220:120.最后根据参数N=220:120和容量15KVA，确定变压器结构和型号。4.6 输出LC滤波器参数计算本系统逆变器输出频率为19.2KHz( 9.6K开关频率倍频)的SPWM矩形脉冲，其基波频率为50Hz，谐波主要集中在20KHz附近。据此设计输出LC滤波参数。可采用固定K型低通滤波器，其截止频率为c=2R/L,R 为公称阻抗。系统在交流输出电压220V，容量15KVA下，公称阻抗为 取截止角频率为20KHz衰减4倍，即Fc=5KHz，可以得到 L= C=考虑到变压器自身漏感的滤波作用以及滤波电感的体积，取L=0.15mH,C=15uF。第5章 控制电路的设计逆变控制系统的基本结构如图5.1所示:PI调节器DSP生成SPWM波形逆变桥路变压器及滤波输出电压反馈UgUo图 5.1 逆变控制基本结构框图5.1 SPWM逆变器的控制模式5.1.1 SPWM调制的理论基础采样控制理论中有一条重要结论:冲量相等而形状不同的窄脉冲加在惯性环节输入时，其输出效果基本相同。这里所说的冲量是指窄脉冲的面积，俗称“伏秒积”，效果基本相同是指输出响应的波形基本相同。把输出波形进行傅立叶变换分析，其低频段特性非常接近，仅在高频段有差异。这个理论是PWM控制的理论基础。把一个正弦半波分成N等份，采用规则采样法(常用的也有自然采样法等，但规则采样法更适用于数字控制，计算简便)，把每一等份的正弦曲线与横轴包围的面积用与它面积相等的等高不等宽的矩形脉冲代替，矩形脉冲的中点与正弦波每一等份的中点重合。根据冲量相等效果相同的原理，这样的一系列矩形脉冲与正弦半波是等效的。对于正弦波的负半周，也可以用同样的方法得到PWM波形。像这样脉冲的宽度按照正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形，就是SPWM(Sinusoidal PWM)波，见图5.2。图 5.2 双极性SPWM原理波形在上面的原理图中，正弦基波电压Uc为调制电压，要对它进行调制的三角波Us称为载波，两者频率比N=Fc/Fs称为载波比。当正弦基波与三角载波相交时，通过比较二者之间的大小关系来控制逆变器四个开关管的通断，从而得到一系列等幅不等宽、正比于正弦基波电压的矩形波。5.1.2 全桥逆变器的控制方法全桥逆变器的控制脉冲按SPWM调制方式，有单极性、双极性和单极性倍频调制三种, 单极性倍频SPWM调制方式与双极性SPWM调制方式相比，它能够在开关频率不变的情况下，使一个周期内正弦波包含的矩形脉冲数“加倍”，从而有利于减小逆变输出谐波。若选择载波比为偶数，则根据傅立叶分析最低次谐波将出现在载波频率(即开关频率Fc) 2Fc的边带上。这是因为两个桥臂的输出电压(图5.4) Ua和Ub的相位角相差180;载波比N为偶数时，Ua和Ub在开关频率处的谐波分量相位相同，于是输出电压Uab=Ua-Ub在开关频率处的谐波可以互相抵消，开关频率处的边带随之消失。本系统采用单极性倍频SPWM调制方式。单极性倍频SPWM调制:图5.4示出了单极性倍频SPWM调制脉冲生成原理。在电压型全桥逆变电路中，Ql, Q2, Q3, Q4循环导通一次的控制脉冲如图5.3所示。其中图5.3所示的“P路脉冲”控制左半桥两个开关管Ql, Q2, N路脉冲”控制右半桥两个开关管Q3, Q4。在这样的SPWM脉冲的控制下，逆变器输出电压频率为功率器件开关频率的两倍，按图5.4所示的SPWM调制原理即可得到图5.3所示的单极性倍频SPWM调制脉冲。图5.3 逆变器H桥开关管的P和N两路控制脉冲图5.4 单极性倍频SPWM调制原理图单极性倍频SPWM调制原理分析如下:两路脉冲如图5.4的(A) (B)所示，占空比为:D正= D正=对P路调制波:当调制波电压高于载波电压时控制左桥臂上管导通，下管关闭，反之相反。同样，对N路调制波:当调制波电压高于载波电压时控制右桥臂上管导通，下管关闭。若以“1来表示开关管导通，0”表示关断，则:Q1Q 2Q3Q4=1001输出SPWM波Uab正半波Q1Q 2Q3Q4=0110输出SPWM波Uab负半波两路调制波及载波如图5.5所示。图中: 一周内P路调制波生成的SPWM脉冲如图5.4的(A)所示;N路调制波生成的SPWM脉冲如图5.4的(B)所示。图5.5 完整周期内P路、N路调制波与载波图5.6 单极性倍频SPWM调制脉冲占空比分析图结合图5.4、5.6，根据三角形的相似性，在ACBANMAOP中根据规则采样法的特点，对于P路正脉冲，在时间上，BC=TC/2,MN=/2,Tc为采样周期，即三角载波的周期，是输出脉冲宽度，D是输出脉宽相对采样周期的占空比。由=(Uc十Ur* sin)/ (2* Uc)得到脉宽 占空比D为D=M=,代表了调制度。以上是0内P路正脉冲的占空比，同样可得0内N路正脉冲的脉宽为 于是占空比D为D=对应于同一个载波周期，在0内，由图5.4的(C)容易知道，输出有效SPWM波Uab正半波P前正-N前负输出有效SPWM波Uab负半波P后负-N后正因为在每个调制波周期(如图5.5),P E 脉冲总对应于N ,-脉冲，而在前半周内，P前正的脉冲宽度恒大于N前正的脉冲宽度。于是P前正脉冲跟与之相对应N前正脉冲首尾的N前负脉冲相差而得到有效SPWM波Uab正半波的两个脉冲，并且此相邻二脉冲宽度相等(规则采样的特点:每个脉冲在载波周期中点处两端等宽)。同理，容易得到输出有效SPWM波Uab负半波P后负一N后正在一个调制波周期内，P路调制波前半周(也即N路调制波前半周，P,N正负两路正弦调制波严格反相)时间段内，两路正脉冲的占空比分别为:Dp正=(1+M sin )DN正=(1-Msin)且:Deff =Dp正-D正=(1+Msin)-(1-sin) =M sin称Drff为有效占空比(即同一个载波周期内两个等宽的有效脉冲的占空比之和)。由上式可知，双重SPWM调制方式所得到的正弦脉冲与普通SPWM方式得到的正弦脉冲在效能上完全一样。5.2 逆变控制策略5.2.1 输出电压的PI控制PI调节器有两种算法表达形式，即位置式PI算法与增量式PI算法位置式PI如下式: u(n )= Kpe( n)+ (5.1)增量式PI是对位置式Pi取增量，数字调节器的输出只是增量Du(n) u(n)=Kpe(n)-e(n-1)+ Ki* e(n) (5. 2)式子(5.1)和(5.2)中，Kp为比例系数,Ki=Kp*T/Ti,T为采样周期，Ti为积分时间常数，u(n)为调节器第n次输出，e(n)为第n次输出采样与给定的偏差。对于数字式控制器而言，增量式PI有以下明显的优点:(1)数字调节器只输出增量。当控制芯片误动作时，u(n)虽然可能有较大的变化，但对系统的影响比位置式PI要小，因为u(n)的大幅度变化有可能会严重影响系统运行。(2)算式中不需要作累加。增量只跟最近的几次采样值有关，容易获得较好的控制效果。式子中无累加，消除了当偏差存在时发生饱和的危险。(3) 算简便，易于软件实现。基于以上优点，本系统输出电压环节采用了增量式PI算法。5.2.2 电流滞环的瞬时值控制策略电流滞环瞬时值控制是利用滞环比较器形成一个以给定电流为中心的滞环，将反馈电流的变化控制在这个滞环内，其控制电路简单，控制性能好。本系统以主电路滤波电感电流作为反馈电流。滤波电感电流等于滤波电容电流与负载电流之和，所以电感电流瞬时值反馈有很强的动态响应和负载适应能力。由于电感电流瞬时值反馈的电流其实与功率管上的电流成变压器变比的关系，直接是功率管上电流的反映，所以采用电感电流瞬时值反馈具有快速的限流保护功能，系统的可靠性得到提高。5.2.3 逆变控制系统分析与设计PI调节器的传递函数用G(s )表示,SPWM环节可以视为线性比例环节，传递函数为K;逆变桥路、变压器以及滤波环节的传递函数用G2(s )表示，反馈电路为比例环节，传递函数为H。则闭环控制如图5.7所示:KH UoUg图5.7 闭环系统结构框图系统的闭环传递函数为设计时必须注意以下几个问题:(1) 要控制稳态误差的量，即要保证控制精度和稳定精度;(2) 要保证系统的动态响应精度，控制超调量，调节时间;(3)要保证系统的稳定性，合理设计穿越频率，频带和稳定裕量。设系统主电路环节(包括滤波部分)的传递函数为则闭环传递函数为开环传递函数为G(s)=即系统为二阶系统，二阶系统是有条件稳定的系统。另外由于滤波参数LC一般比较大，频率参数f=较低，为了满足稳态性能动态性能和稳定性要求，还必须加入校正环节。本系统采用前馈校正方式，系统结构如图5.8所示: Ug+KHUo图5.8 带前馈校正的系统控制结构图前馈校正属于开环和闭环相结合的校正方法，它增加了系统的开环增益，又能保证系统稳定。前馈系数可根据直流电源电压来确定的，它首先使逆变器起始处于短暂开环状态时交流输出达到180V-200V，其余20V-40V电压依靠闭环PI作用来调节。这样前馈响应速度快，可以避免大的超调。综上书:本系统采用了电压、电流双闭环控制，控制对象分别是输出电压Uo和电感电压，电流内环给定与采样回来的电感电流比较，得到的结果与电压给定同采样回来的输出电压比较偏差一起，作为PI调节的输入，实现双闭环控制。 DSP产生SPWM波形隔离驱动电路逆变桥路及变压器负载电流负载电压电流反馈电压反馈Uo给定初始图5.9 逆变控制框图5.3驱动电路设计驱动电路是将控制电路产生的PW