《双反星型整流电路》PPT课件

单击此处编辑母版标题样式,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第四级,第五级,*,目 录,2.6,大功率可控整流电路,三相半波整流电路,电原理与整流波形,图,2-25,考虑变压器漏感时的,三相半波可控整流电路及波形,2.3,大功率可控整流电路,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,多重化整流电路,2.6,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路的特点：适用于低电压、大电流的场合,多重化整流电路的特点：,在采用相同器件时可达到更大的功率,可减少交流侧输入电流的谐波或提高功率因数，从而减小对供电电网的干扰。,大功率可控整流电路,2.6,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,电解电镀等工业中应用,低电压大电流（例如几十伏，几千至几万安）可调直流电源,图,2-35,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,2.6.1,电路结构的特点,变压器二次侧为两组匝数相同极性相反的绕阻，分别接成两组三相半波电路。,变压器二次侧两绕组的极性相反可消除铁芯的直流磁化。,设置电感量为,L,p,的平衡电抗器是为保证两组三相半波整流电路能同时导电。,与三相桥式电路相比，在采用相同晶闸管的条件下，双反星形电路的输出电流可大一倍。,图,2-35,带平衡电抗器的,双反星形可控整流电路,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,2.6.1,绕组的极性相反的目的：消除直流磁通势,如何实现？,如图可知，虽然两组相电流的瞬时值不同，但是平均电流相等而绕组的极性相反，所以直流安匝互相抵消。,图,2-36,双反星形电路，,=0,时两组整流电压、电流波形,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,2.6.1,接平衡电抗器的原因：,两个直流电源并联时，只有当电压平均值和瞬时值均相等时，才能使负载均流。,双反星形电路中，两组整流电压平均值相等，但瞬时值不等。,两个星形的中点,n,1,和,n,2,间的电压等于,u,d1,和,u,d2,之差。该电压加在,L,p,上，产生电流,i,p,，它通过两组星形自成回路，不流到负载中去，称为,环流,或,平衡电流,。,考虑到,i,p,后，每组三相半波承担的电流分别为,I,d,/2,i,p,。为了使两组电流尽可能平均分配，一般使,L,p,值足够大，以便限制环流在负载额定电流的,1%,2%,以内。,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,2.6.1,双反星形电路中如不接平衡电抗器，即成为,六相半波整流电路,：,只能有一个晶闸管导电，其余五管均阻断，每管最大导通角为,60,o,，平均电流为,I,d,/6,。,当,=0,o,时，,U,d,为,1.35,U,2,，比三相半波时的,1.17,U,2,略大些。,六相半波整流电路因晶闸管导电时间短，变压器利用率低，极少采用。,双反星形电路与六相半波电路的区别,有无平衡电抗器。,平衡电抗器的作用：,使得两组三相半波整流电路同时导电。,对平衡电抗器作用的理解是掌握双反星形电路原理的关键。,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,2.6.1,由于平衡电抗器的作用使得两组三相半波整流电路同时导电的,原理分析：,平衡电抗器,L,p,承担了,n,1,、,n,2,间的电位差，它补偿了,u,b,和,u,a,的电动势差，使得,u,b,和,u,a,两相的晶闸管能同时导电。,时，,u,b,u,a,，,VT,6,导通，此电流在流经,L,P,时，,L,P,上要感应一电动势,u,p,，其方向是要阻止电流增大。可导出,L,p,两端电压、整流输出电压的数学表达式如下：,（,2-97,）,（,2-98,）,图,2-37,平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形,图,2-38,平衡电抗器作用下,两个晶闸管同时导电的情况,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,2.6.1,原理分析,(,续,),：,虽然 ，但由于,L,p,的平衡作用，使得晶闸管,VT,6,和,VT,1,同时导通。,时间推迟至,u,b,与,u,a,的交点时，,u,b,=,u,a,，。,之后,u,b,u,b,，电流才从,VT,6,换至,VT,2,。此时变成,VT,1,、,VT,2,同时导电。,每一组中的每一个晶闸管仍按三相半波的导电规律而各轮流导电。,图,2-37,平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形,图,2-38,平衡电抗器作用下,两个晶闸管同时导电的情况,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,2.6.1,由上述分析以可得：,平衡电抗器中点作为整流电压输出的负端，其输出的整流电压瞬时值为两组三相半波整流电压瞬时值的平均值，见式（,2-98,），波形如图,2-37 a,中蓝色粗线所示。,（,2-98,）,图,2-37,平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,2.6.1,谐波分析,将图,2-36,中,u,d1,和,u,d2,的波形用傅氏级数展开，可得,当,=0,时的,u,d1,、,u,d2,，即,由式（,2-97,）和（,2-98,）可得,可见，,u,d,中的谐波分量比直流分量要小得多，且最低次谐波,为六次谐波。,（,2-99,）,（,2-100,）,（,2-101,）,（,2-102,）,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,2.6.1,=30,、,=60,和,=90,时输出电压的波形分析,需要分析各种控制角时的输出波形时，可先求出两组三相半波电路的,u,d1,和,u,d2,波形，然后根据式（,2-98,）做出波形,(,u,d1,+,u,d2,)/2,。,双反星形电路的输出电压波形与三相半波电路比较，脉动程度减小了，脉动频率加大一倍，,f,=300Hz,。,电感负载情况下，移相范围是,90,。,如果是电阻负载，移相范围为,120,。,图,2-39,当,=30,、,60,、,90,时，双反星形电路的输出电压波形,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,2.6.1,整流电压平均值与三相半波整流电路的相等，为,:,U,d,=1.17,U,2,cos,将双反星形电路与三相桥式电路进行比较可得出以下结论：,（,1,）三相桥为两组三相半波串联，而双反星形为两组三相半波并联，且后者需用平衡电抗器。,（,2,）当,U,2,相等时，双反星形的,U,d,是三相桥的,1/2,，而,I,d,是单相桥的,2,倍。,（,3,）两种电路中，晶闸管的导通及触发脉冲的分配关系一样，,u,d,和,i,d,的波形形状一样。,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,2.6.1,多重化整流电路,整流装置功率进一步加大时，所产生的谐波、无功功率等对电网的干扰也随之加大，为减轻干扰，可采用多重化整流电路。,1.,移相多重联结,2,个,三相桥并联,而成的,12,脉波整流电路,。,图,2-40,并联多重联结的,12,脉波整流电路,移相,30,构成的串联,2,重联结电路,星形,三角形,图,2-41,移相,30,串联,2,重联结电路,图,2-42,移相,30,串联,2,重联结电路电流波形,整流变压器二次绕组分别采用星形和三角形接法构成相位,相差,30,、大小相等的两组电压，接到相互串联的,2,组整流桥。,多重化整流电路,i,A,基波幅值,I,m,1,和,n,次谐波幅值,I,mn,分别如下：,即输入电流谐波次数为,12,k,1,，其幅值与次数成反比而降低。,该电路的其他特性如下：,直流输出电压,位移因数,cos,j,1,=cos,a,（单桥时相同）,功率因数,l,=,n,cos,j,1,=0.9886cos,a,（,2-103,）,（,2-104,）,多重化整流电路,利用变压器二次绕阻接法的不同，互相错开,20,，可将三组桥构成,串联,3,重联结电路,：,整流变压器采用星形三角形组合无法移相,20,，需采用曲折接法。,整流电压,u,d,在每个电源周期内脉动,18,次，故此电路为,18,脉波整流电路,。,交流侧输入电流谐波更少，为,18,k,1,次（,k,=1,2,3,），,u,d,的脉动也更小。,输入位移因数和功率因数分别为：,cos,j,1,=cos,a,=0.9949cos,a,多重化整流电路,将整流变压器的二次绕组移相,15,，可构成,串联,4,重联结电路,为,24,脉波整流电路,其交流侧输入电流谐波次为,24,k,1,，,k,=1,，,2,，,3,。,输入位移因数功率因数分别为：,cos,j,1,=cos,a,=0.9971cos,a,采用多重联结的方法并不能提高位移因数，但可使输入电流谐波大幅减小，从而也可以在一定程度上提高功率因数。,多重化整流电路,2.,多重联结电路的顺序控制,只对多重整流桥中一个桥的,角进行控制，其余各桥的工作状态则根据需要输出的整流电压而定。,或者不工作而使该桥输出直流电压为零。,或者,=0,而使该桥输出电压最大。,根据所需总直流输出电压从低到高的变化，按顺序依次对各桥进行控制，因而被称为,顺序控制,。,并不能降低输入电流谐波。但是各组桥中只有一组在进行相位控制，其余各组或不工作，或位移因数为,1,，因此,总功率因数得以提高。,我国电气机车的整流器大多为这种方式。,多重化整流电路,3,重晶闸管整流桥顺序控制,当需要的输出电压低于三分之一最高电压时，只对第,I,组 桥的,角进行控制，连续触发,VT,23,、,VT,24,、,VT,33,、,VT,34,使其 导通，这样第,II,、,III,组桥的输出电压就为零。,图,2-43,单相串联,3,重联结电路及顺序控制时的波形,从电流,i,的波形可以看出，虽然波形并为改善，但其基波分量比电压的滞后少，因而位移因数高，从而提高了总的功率因数。,多重化整流电路,1,脉冲形成环节,控制电压,u,co,加在,V,4,基极上。,V,4,、,V,5,脉冲形成,V,7,、,V,8,脉冲放大,图,2-54,同步信号为锯齿波的触发电路,同步信号为锯齿波的触发电路,u,co,对脉冲的控制作用及脉冲形成：,u,co,=0,时，,V,4,截止。,V,5,饱和导通。,V,7,、,V,8,处于截止状态，无脉冲输出。电容,C,3,充电，充满后电容两端电压接近,2,E,1,(30V),。,电容,C,3,放电和反向充电，使,V,5,基极电位,，直到,u,b5,-,E,1,(-15V,),，,V,5,又重新导通。使,V,7,、,V,8,截止，输出脉冲终止。,时，,V,4,导通，,A,点电位由,+,E,1,(+15V),1.0V,左右，,V,5,基极电位,约,-2,E,1,(-30V),，,V,5,立即截止。,V,5,集电极电压由,-,E,1,(-15V),到,+2.1V,，,V,7,、,V,8,导通，输出触发脉冲。,脉冲前沿由,V,4,导通时刻确定，脉冲宽度与反向充电回路时间常数,R,11,C,3,有关。,电路的触发脉冲由脉冲变压器,TP,二次侧输出，其一次绕组接在,V,8,集电极电路中。,图,2-54,同步信号为锯齿波的触发电路,输出,同步信号为锯齿波的触发电路,2.,锯齿波的形成和脉冲移相环节,锯齿波电压形成的方案较多，如采用自举式电路、恒流源电路等；本电路采用恒流源电路。,恒流源电路方案,，由,V,1,、,V,2,、,V,3,和,C,2,等元件组成,V,1,、,VS,、,RP,2,和,R,3,为一恒流源电路,图,2-54,同步信号为锯齿波的触发电路,同步信号为锯齿波的触发电路,工作原理：,V,2,导通时，因,R,4,很小故,C,2,迅速放电，,u,b3,电位迅速降到零伏附近。,V,2,周期性地通断，,u,b3,便形成一锯齿波，同样,u,e3,也是一个锯齿波。,图,2-54,同步信号为锯齿波的触发电路,同步信号为锯齿波的触发电路,V,2,截止时，恒流源电流,I,1c,对电容,C,2,充电，,调节,RP,2,，即改变,C,2,的恒定充电电流,I,1c,，可见,RP,2,是用来调节锯齿波斜率的。,射极跟随器,V,3,的作用是减小控制回路电流对锯齿波电压,u,b3,的影响。,图,2-55,同步信号为锯齿波的触发电路的工作波形,工作原理（续）：,同步信号为锯齿波的触发电路,加,u,p,的目的是为了确定控制电压,u,co,=0,时脉冲的初始相位。,M,点是,