第3章 异步电动机变频调速系统

单击此处编辑母版标题样式,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第四级,第五级,*,第,3,章,变频调速系统,内 容 提 要,异步电动机变压变频调速,电力电子变压变频器,转速开环变压变频调速系统,3.1.1,异步电动机稳态数学模型,转差率与转速的关系,或,电动机极对数,供电电源频率,同步转速,异步电动机的机械特性,异步电动机由额定电压、额定频率供电，且无外加电阻和电抗时的机械特性方程式，称作固有特性或自然特性。,图,3-3,异步电动机的机械特性,3.1.2,异步电动机的调速方法与气隙磁通,异步电动机的调速方法,所谓调速，就是人为地改变机械特性的参数，使电动机的稳定工作点偏离固有特性，工作在人为机械特性上，以达到调速的目的。,异步电动机的调速方法,由异步电动机的机械特性方程式,可知，能够改变的参数可分为,3,类：,电动机参数、电源电压和电源频率（或角频率）。,异步电动机的气隙磁通,三相异步电动机定子每相电动势的有效值,忽略定子绕组电阻和漏磁感抗压降,异步电动机的气隙磁通,气隙磁通,为了保持气隙磁通恒定，应使,或近似为,异步电动机变压变频调速,变压变频调速是改变异步电动机同步转速的一种调速方法，同步转速随频率而变化,3.1,变压变频调速的基本原理,异步电动机的实际转速,稳态速降,随负载大小变化,气隙磁通,控制,只要控制,便可控制气隙磁通,基频以下调速,当异步电动机在基频（额定频率）以下运行时，如果磁通太弱，没有充分利用电机的铁心，是一种浪费；如果磁通过大，又会使铁心饱和，从而导致过大的励磁电流，严重时还会因绕组过热而损坏电机。,最好是保持每极磁通量为额定值不变。,基频以下调速,当频率从额定值向下调节时，必须使,基频以下应采用电动势频率比为恒值的控制方式。,基频以下调速,恒压频比的控制方式,当电动势值较高时，忽略定子电阻和漏感压降，,基频以下调速,低频补偿（低频转矩提升）,低频时，定子电阻和漏感压降所占的份量比较显著，不能再忽略。,人为地把定子电压抬高一些，以补偿定子阻抗压降。,负载大小不同，需要补偿的定子电压也不一样。,基频以下调速,通常在控制软件中备有不同斜率的补偿特性，以供用户选择。,a,无补偿,b,带定子电压补偿,图,3-9,恒压频比控制特性,基频以上调速,在基频以上调速时，频率从向上升高，受到电机绝缘耐压和磁路饱和的限制，定子电压不能随之升高，最多只能保持额定电压不变。,这将导致磁通与频率成反比地降低，使得异步电动机工作在弱磁状态。,变压变频调速,图,3-1,异步电动机变压变频调速的控制特性,3.2,变压变频调速时的机械特性,基频以下采用恒压频比控制,异步电动机机械特性方程式改写为,基频以下调速,当,s,很小时，忽略上式分母中含,s,各项，,或,基频以下调速,对于同一转矩，转速降落基本不变,在恒压频比的条件下把频率向下调节时，机械特性基本上是平行下移的。,基频以下调速,临界转矩,随着频率的降低而减小。,当频率较低时，电动机带载能力减弱，采用低频定子压降补偿，适当地提高电压，可以增强带载能力。,基频以下调速,转差功率,与转速无关，故称作,转差功率不变型,。,基频以上调速,电压不能从额定值再向上提高，只能保持不变，机械特性方程式可写成,临界转矩表达式,基频以上调速,临界转差,当,s,很小时，忽略上式分母中含,s,各项,或,基频以上调速,带负载时的转速降落,对于相同的电磁转矩，角频率越大，转速降落越大，机械特性越软，与直流电动机弱磁调速相似。,基频以上调速,转差功率,带恒功率负载运行时,转差功率基本不变。,变压变频调速时的机械特性,图,5-11,异步电动机变压变频调速机械特性,变压变频调速,在基频以下，由于磁通恒定，允许输出转矩也恒定，属于“恒转矩调速”方式。,在基频以上，转速升高时磁通减小，允许输出转矩也随之降低，由于转速上升，允许输出功率基本恒定，属于“近似的恒功率调速”方式。,3.3,基频以下电压补偿控制,在基频以下运行时，采用恒压频比的控制方法具有控制简便的优点。,但负载的变化时定子压降不同，将导致磁通改变，须采用定子电压补偿控制。,根据定子电流的大小改变定子电压，以保持磁通恒定。,3.3,基频以下电压补偿控制,为了使参考极性与电动状态下的实际极性相吻合，感应电动势采用电压降的表示方法，由高电位指向低电位。,图,异步电动机等值电路和感应电动势,三种磁通,气隙磁通在定子每相绕组中的感应电动势,定子全磁通在定子每相绕组中的感应电动势,转子全磁通在定子每相绕组中的感应电动势,恒定子磁通控制,保持定子磁通恒定：,定子电动势不好直接控制，能够直接控制的只有定子电压，按,补偿定子电阻压降，就能够得到恒定子磁通。,常值,恒定子磁通控制,恒压频比控制时的转矩式,两式相比可知，恒定子磁通控制时转矩表达式的分母小于恒压频比控制特性中的同类项。,当转差率,s,相同时，采用恒定子磁通控制方式的电磁转矩大于恒压频比控制方式。,不同控制方式的比较,恒压频比控制最容易实现，它的变频机械特性基本上是平行下移，硬度也较好，能够满足一般的调速要求，低速时需适当提高定子电压，以近似补偿定子阻抗压降。,4,电力电子变压变频器,异步电动机变频调速需要电压与频率均可调的交流电源，常用的交流可调电源是由电力电子器件构成的静止式功率变换器，一般称为变频器。,电力电子变压变频器,交,-,直,-,交变频器：先将恒压恒频的交流电整成直流，再将直流电逆变成电压与频率均为可调的交流，称作间接变频。,交,-,交变频器：将恒压恒频的交流电直接变换为电压与频率均为可调的交流电，无需中间直流环节，称作直接变频。,3.4,电力电子变压变频器,图,变频器结构示意图,a,）交,-,直,-,交变频器,b,）交,-,交变频器,脉冲宽度调制技术,现代变频器中用得最多的控制技术是脉冲宽度调制（,Pulse Width Modulation,），简称,PWM,。,基本思想是控制逆变器中电力电子器件的开通或关断，输出电压为幅值相等、宽度按一定规律变化的脉冲序列，用这样的高频脉冲序列代替期望的输出电压。,3.4.1 PWM,变频器主回路,图,5,交,-,直,-,交变频器主回路结构图,3.4.1 PWM,变频器主回路,左边是不可控整流桥，将三相交流电整流成电压恒定的直流电压。,右边是逆变器，将直流电压变换为频率与电压均可调的交流电。,中间的滤波环节是为了减小直流电压脉动而设置的。,PWM,变频器主回路,主回路只有一套可控功率级，具有结构、控制方便的优点，采用脉宽调制的方法，输出谐波分量小。,缺点是当电动机工作在回馈制动状态时能量不能回馈至电网，造成直流侧电压上升，称作泵升电压。,直流母线供电,采用直流母线供电给多台逆变器，可以减少整流装置的电力电子器件，逆变器从直流母线上汲取能量，还可以通过直流母线来实现能量平衡，提高整流装置的工作效率。,当某个电动机工作在回馈制动状态时，直流母线能将回馈的能量送至其他负载，实现能量交换，有效地抑制泵升电压。,直流母线供电,图,直流母线方式的变频器主回路结构图,正弦波脉宽调制技术,以频率与期望的输出电压波相同的正弦波作为调制波，以频率比期望波高得多的等腰三角波作为载波。,由它们的交点确定逆变器开关器件的通断时刻，从而获得幅值相等、宽度按正弦规律变化的脉冲序列，这种调制方法称作正弦波脉宽调制（,Sinusoidal pulse Width Modulation,，简称,SPWM,）。,输出电压的大小和频率均由正弦参考电压,Ur,来控制。当改变,Ur,的幅值时，脉宽即随之改变，从而改变输出电压的大小；当改变,Ur,的频率时，输出电压频率即随之改变。但要注意正弦波的幅值,Urm,必须小于等腰三角形的幅值,Ucm,，否则就得不到脉宽与其对应正弦波下的积分成正比这一关系。输出电压的大小和频率就将失去所要求的配合关系。,要正、负半周输出不同极性的脉冲，必须另加倒相电路。与此相对应，若在调制过程中，载频信号和参考信号的极性交替地不断改变则称为双极性调制,要正、负半周输出不同极性的脉冲，必须另加倒相电路。与此相对应，若在调制过程中，载频信号和参考信号的极性交替地不断改变则称为双极性调制。,正弦波脉宽调制技术,图,三相,PWM,逆变器双极性,SPWM,波形,a),三相正弦调制波与双极性三角载波,b,）、,c,）、,d,）三相电压,e,）输出线电压,f,）电动机相电压,补充例题：,已知某变频器要求的输出范围是,5,60Hz,，用,IGBT,作开关器件，取最大开关频率为,5.5KHz,左右，最小开关频率在最大开关频率的,1/2,至,2/3,之间，本题可取为最大开关频率的,2/3,。现在采用分段同步调制的方法，将输出频率分成了若干段，其中一段的上限频率为,41Hz,，求该段的载波比、下限频率和,IGBT,的开关频率范围。,解：该段的载波比,取,N,为,3,的整数倍，得,N=135,修正后，,IGBT,开关上限频率,取,IGBT,开关下限频率,则输出下限频率,取整数得，输出下限频率,IGBT,开关下限频率,补充作业,某交,-,直,-,交电压源型变频器，输入相电压为,220V,、频率为,50 Hz,的三相交流电，整流电路为三相桥式不可控式，逆变电路由,IGBT,组成三相桥式，采用,SPWM,控制分式。,求：（,1,）整流电路输出的直流电压是多少？,（,2,）若调制度,M,最大为,0.9,，输出电压的最大幅值为多少,?,有效值最大为多少？,（,3,）若此电路中的,IGBT,最大开关频率为,5.5kHz,则输出电压的频率是,55Hz,时载波比,N,为多少？,（,4,） 若输出电压的最低频率为,0.5Hz,，则最大载波比为多少？,3.4.4,电流跟踪,PWM,（,CFPWM,）控制技术,电流跟踪,PWM,（,CFPWM,，,Current Follow PWM,）的控制方法是：在原来主回路的基础上，采用电流闭环控制，使实际电流快速跟随给定值。,在稳态时，尽可能使实际电流接近正弦波形，这就能比电压控制的,SPWM,获得更好的性能。,3.4.4,电流跟踪,PWM,（,CFPWM,）控制技术,图,电流滞环跟踪控制的,A,相原理图,电流跟踪,PWM,（,CFPWM,）控制技术,电流控制器是带滞环的比较器，环宽为,2h,。将给定电流与输出电流进行比较，电流偏差超过,h,时，经滞环控制器,HBC,控制逆变器上（或下）桥臂的功率器件动作。,电流跟踪,PWM,（,CFPWM,）控制技术,图,电流滞环跟踪控制时的三相电流波形与相电压,PWM,波形,电流滞环跟踪控制方法的精度高、响应快，且易于实现。但功率开关器件的开关频率不定。,电流跟踪控制的精度与滞环的宽度有关，同时还受到功率开关器件允许开关频率的制约。,当环宽选得较大时，开关频率低，但电流波形失真较多，谐波分量高；,如果环宽小，电流跟踪性能好，但开关频率却增大了。,实际使用中，应在器件开关频率允许的前提下，尽可能选择小的环宽。,3.4.5,电压空间矢量,PWM,（,SVPWM,）控制技术,把逆变器和交流电动机视为一体，以圆形旋转磁场为目标来控制逆变器的工作，这种控制方法称作“磁链跟踪控制”，磁链轨迹的控制是通过交替使用不同的电压空间矢量实现的，所以又称“电压空间矢量,PWM,（,SVPWM,，,Space Vector PWM,）控制”。,空间矢量的定义,交流电动机绕组的电压、电流、磁链等物理量都是随时间变化的，如果考虑到它们所在绕组的空间位置，可以定义为空间矢量。,定义三相定子电压空间矢量,k,为待定系数,空间矢量的合成,三相合成矢量,图,电压空间矢量,的合成矢量,空间矢量的定义,定子电流空间矢量,定子磁链空间矢量,空间矢量表达式,空间矢量功率表达式,共轭矢量,空间矢量表达式,考虑到,三相瞬时功率,按空间矢量功率与三相瞬时功率相等的原则,空间矢量表达式,空间矢量表达式,当定子相电压为三相平衡正弦电压时，三相合成矢量,空间矢量表达式,以电源角频率为角速度作恒速旋转的空间矢量，幅值,在三相平衡正弦电压供电时，若电动机转速已稳定，则定子电流和磁链的空间矢量的幅值恒定，以电源角频率为电气角速度在空间作恒速旋转。,电压与磁链空间矢量的关系,合成空间矢量表示的定子电压方程式,忽略定子电阻压降，定子合成电压与合成磁链空间矢量的近似关系为,或,电压与磁链空间矢量的关系,当电动机由三相平衡正弦电压供电时，电动机定子磁链幅值恒定，其空间矢量以恒速旋转，磁链矢量顶端的运动轨迹呈圆形（简称为磁链圆）。,定子磁链矢量,定子电压矢量,电压与磁链空间矢量的关系,图,旋转磁场与电压空间矢量的运动轨迹,图,电压矢量圆轨迹,电压空间矢量,直流电源中点,O,和交流电动机中点,O,的电位不等，但合成电压矢量的表达式相等。,因此，三相合成电压空间矢量与参考点无关。,8,个基本空间矢量,PWM,逆变器共有,8,种工作状态,当,8,个基本空间矢量,依此类推，可得,8,个基本空间矢量,。,当,8,个基本空间矢量,2,个零矢量,6,个有效工作矢量,幅值为,空间互差,基本电压空间矢量图,图,基本电压空间矢量图,正六边形空间旋转磁场,6,个有效工作矢量完成一个周期，输出基波电压角频率,6,个有效工作矢量,每个有效工作矢量作用,顺序分别作用,t,时间，并使,正六边形空间旋转磁场,k=1,2,3,4,5,6,定子磁链矢量的增量,定子磁链矢量运动方向与电压矢量相同，增量的幅值等于,正六边形空间旋转磁场,定子磁链矢量的运动轨迹为,图,定子磁链矢量增量,正六边形空间旋转磁场,图,正六边形定子磁链轨迹,在一个周期内，,6,个有效工作矢量顺序作用一次，定子磁链矢量是一个封闭的正六边形。,正六边形空间旋转磁场,正六边形定子磁链的大小与直流侧电压成正比，而与电源角频率成反比。,正六边形空间旋转磁场,在基频以下调速时，应保持正六边形定子磁链的最大值恒定。,若直流侧电压恒定，则,1,越小时， ,t,越大，势必导致,增大。,正六边形空间旋转磁场,要保持正六边形定子磁链不变，必须使,在变频的同时必须调节直流电压，造成了控制的复杂性。,正六边形空间旋转磁场,有效的方法是插入零矢量,当零矢量作用时，定子磁链矢量的增量,表明定子磁链矢量停留不动。,正六边形空间旋转磁场,有效工作矢量作用时间,当,零矢量作用时间,定子磁链矢量的增量为,正六边形空间旋转磁场,在时间,t,1,段内，定子磁链矢量轨迹沿着有效工作电压矢量方向运行。,在时间,t,0,段内，零矢量起作用，定子磁链矢量轨迹停留在原地，等待下一个有效工作矢量的到来。,正六边形定子磁链的最大值,正六边形空间旋转磁场,在直流电压不变的条件下，要保持,输出频率越低，,t,越大，零矢量作用时间,t,0,也越大，定子磁链矢量轨迹停留的时间越长。,由此可知，,零矢量的插入有效地解决了定子磁链矢量幅值与旋转速度的矛盾,。,恒定，只要使,t,1,为常数即可。,期望电压空间矢量的合成,六边形旋转磁场带有较大的谐波分量，这将导致转矩与转速的脉动。,要获得更多边形或接近圆形的旋转磁场，就必须有更多的空间位置不同的电压空间矢量以供选择。,PWM,逆变器只有,8,个基本电压矢量，能否用这,8,个基本矢量合成出其他多种不同的矢量呢？,期望电压空间矢量的合成,按空间矢量的平行四边形合成法则，用相邻的两个有效工作矢量合成期望的输出矢量，这就是电压空间矢量,PWM,（,SVPWM,）的基本思想。,按,6,个有效工作矢量将电压矢量空间分为对称的六个扇区，当期望输出电压矢量落在某个扇区内时，就用与期望输出电压矢量相邻的,2,个有效工作矢量等效地合成期望输出矢量。,期望电压空间矢量的合成,图,电压空间矢量的,6,个扇区,按,6,个有效工作矢量将电压矢量空间分为对称的六个扇区，每个扇区对应,期望电压空间矢量的合成,基本电压空间矢量,图,期望输出电压矢量的合成,期望输出电压矢量与扇区起始边的夹角,的线性组合构成期望的电压矢量,期望电压空间矢量的合成,在一个开关周期,T,0,图,期望输出电压矢量的合成,的作用时间,的作用时间,合成电压矢量,期望电压空间矢量的合成,由正弦定理可得,解得,零矢量的作用时间,期望电压空间矢量的合成,两个基本矢量作用时间之和应满足,当,输出电压矢量最大幅值,期望电压空间矢量的,合成,当定子相电压为三相平衡正弦电压时，三相合成矢量幅值,基波相电压最大幅值,基波线电压最大幅值,期望电压空间矢量的合成,SPWM,的基波线电压最大幅值为,两者之比,SVPWM,方式的逆变器输出线电压基波最大值为直流侧电压，比,SPWM,逆变器输出电压最多提高了约,15%,。,SVPWM,的实现,通常以开关损耗和谐波分量都较小为原则，来安排基本矢量和零矢量的作用顺序，一般在减少开关次数的同时，尽量使,PWM,输出波型对称，以减少谐波分量。,零矢量集中的实现方法,按照对称原则，将两个基本电压矢量的作用时间平分为二后，安放在开关周期的首端和末端。,零矢量的作用时间放在开关周期的中间，并按开关次数最少的原则选择零矢量。,在一个开关周期内，有一相的状态保持不变，从一个矢量切换到另一个矢量时，只有一相状态发生变化，因而,开关次数少，开关损耗小,。,零矢量集中的实现方法,图,零矢量集中的,SVPWM,实现,零矢量分散的实现方法,图,零矢量分布的,SVPWM,实现,SVPWM,控制的定子磁链,弧度的定子,图,定子旋转磁链矢量轨迹,磁链矢量轨迹,定子磁链矢量轨迹,SVPWM,控制的定子磁链,实际的定子磁链矢量轨迹在期望的磁链圆周围波动。,N,越大，磁链轨迹越接近于圆，但开关频率随之增大。,由于,N,是有限的，所以磁链轨迹只能接近于圆，而不可能等于圆。,SVPWM,控制的特点,8,个基本输出矢量，,6,个有效工作矢量和,2,个零矢量，在一个旋转周期内，每个有效工作矢量只作用,1,次的方式，生成正,6,边形的旋转磁链，谐波分量大，导致转矩脉动。,用相邻的,2,个有效工作矢量，合成任意的期望输出电压矢量，使磁链轨迹接近于圆。开关周期越小，旋转磁场越接近于圆，但功率器件的开关频率将提高。,SVPWM,控制的特点,用电压空间矢量直接生成三相,PWM,波，计算简便。,与一般的,SPWM,相比较，,SVPWM,控制方式的输出电压最多可提高,15%,。,转矩脉动,5,次和,7,次谐波电流产生,6,次的脉动转矩，,11,次和,13,次谐波电流产生,12,次的脉动转矩。,在,PWM,控制时，应抑制这些谐波分量。,当,k,继续增大时，谐波电流较小，脉动转矩不大，可忽略不计。,能量回馈与泵升电压,采用不可控整流的交,-,直,-,交变频器，能量不能从直流侧回馈至电网，交流电动机工作在发电制动状态时，能量从电动机侧回馈至直流侧，导致直流电压上升，称为泵升电压。,电动机储存的动能较大、制动时间较短或电动机长时间工作在发电制动状态时，泵升电压很高，严重时将损坏变频器。,泵升电压的限制,在直流侧并入一个制动电阻，当泵升电压达到一定值时，开通与制动电阻相串联的功率器件，通过制动电阻释放电能，以降低泵升电压。,在直流侧并入一组晶闸管有源逆变器或采用,PWM,可控整流，当泵升电压升高时，将能量回馈至电网，以限制泵升电压。,泵升电压的限制,图,带制动电阻的交,-,直,-,交变频器主回路,