逆变器电压电流双闭环控制系统设计

逆变器电压电流双闭环控制系统设计余裕璞;顾煜炯;和学豪 【摘要】逆变器在可再生能源发电中作为连接能量输入与输出负载的装置，发挥着 重要作用，采用合适的控制系统可以得到满足后端电能质量需求的电能.针对电压单 环控制调整滞后的缺点补充中间电流反馈环节以提高控制系统的工作频率.比较了 电感电流内环与电容电流内环反馈系统的区别,选取负载抗扰动性能更强的电容电 流反馈系统，该控制方案对一般及整流性负载的干扰同时具有较强的平抑能力.针对 输出电压及电感电流在数学模型上的交叉耦合作用，通过耦合信号前馈削弱其对控 制系统的影响.提出一种基于模最佳”的整定方法，对调节器的参数进行设计，最终 利用仿真验证了所提设计方案的有效性.【期刊名称】电力科学与工程 【年(卷)，期】2019(035)003 【总页数】7页(P1-7) 【关键词】逆变器;双闭环控制;前馈解耦;模最佳 【作者】余裕璞;顾煜炯;和学豪【作者单位】华北电力大学能源动力与机械工程学院，北京102206;华北电力大学 能源动力与机械工程学院，北京102206;华北电力大学能源动力与机械工程学院，北 京102206 【正文语种】中文【中图分类】TM7120引言可再生能源在能源安全、能源总量、能源可靠性、环境无污染等方面均优于传统化 石能源13。微电网技术是利用可再生能源的主要方式之一46,“就地采集、 就地使用”减少了中间环节的损耗，提高能量利用率。逆变器是微电网中用于电能 转换的主要装置7,保证微网运行可靠性。逆变器的控制方案不局限于一种8,9, 主要根据其运行目标确定。在离网运行方式下其运行目标是维持母线电压和频率的 恒定，保证负荷的电能质量需求，并网模式下运行一般要求输出给定的有功和无功 10。逆变器控制早期采用输出电压瞬时值反馈的单环控制，可以在一定程度上抑 制负载的扰动，调节输出电压的波形，但是负载发生较大变化时输出电压畸变严重， 其动态响应慢导致电压畸变调整时间长，不利于负载的正常工作。文献11,12 指 出单电压环控制在开关频率较低、滤波电容较小的情况下系统动态性能与双环控制 差别不大，同时单电压环控制具有更强的负载扰动抑制能力，但开关频率太低可能 使输出电压的低次谐波含量升高。提高逆变器的响应速度，可以采用基于工业串级控制思想的双环控制系统13 , 14，即在目标电压环的内部，增加变化较快的电流量作为反馈变量以提高控制系 统的工作频率。目前应用较为广泛的电流控制方法主要是模型预测控制15 , 16, 滞环控制17及正弦脉宽调制(Sinusoidal Pulse Width Modulation, SPWM)控 制18。模型预测控制效果取决于被控对象数学模型的精确程度，而电路参数随工 作状态、线路老化等有所变化，因此其鲁棒性较差19。滞环控制响应速度快，稳 定性高，但是其开关频率不固定，谐波频谱变化范围宽，不利于输出滤波器设计 20。相对而言，SPWM控制可以兼顾扰动下的鲁棒性及动态响应特性，同时具 有控制系统简单的优点。本文详细地阐述了逆变器电压电流双闭环控制系统的设计流程。采用SPWM方法对内环电流进行控制，从逆变器输出阻抗角度比较了不同反馈变量的优劣，然后针 对同步坐标系下电压外环电容电流内环的d、q轴分量耦合特性设计了解耦方案， 基于模最佳”的方法设计了电压电流调节器，最后利用PSCAD/EMTDC仿真检 验了所提设计方案的有效性。1三相逆变器数学模型三相全桥逆变器电路结构，如图1所示。直流侧一般接有平滑可再生能源出力波 动的储能系统，可连同电容一起看成稳定电压源。直流侧电压通过电容滤波后，由 全控电力电子器件转换为三相交流电，经LC滤波器滤波后供负载使用。逆变器采 用正弦脉宽调制策略。考虑三相平衡情况，滤波器参数相同，电容值为C，电感值 为L。图1三相全桥逆变器拓扑结构根据每相的电压平衡有：(1)式中：Uik(k=a,b,c)表示逆变器相电压，Uok(k=a,b,c)表示电容两端电压，也为负 载相电压，iLk(k=a,b,c)表示滤波电感电流。电容电流可用负载电压表示如下：(2)式中：iCk(k=a,b,c)表示滤波电容电流。静止坐标系下的电压电流均为正弦交变量，为方便控制系统设计，可通过abc-dq 坐标变换将静止坐标系下的交变量转换成旋转坐标系下的恒定量。dq坐标系的选 择与数学模型有关，这里选择旋转电压相量初始时刻和d轴重合，并且d轴领先 q 轴 90。根据(1)式：根据(2)式：(6)因此dq坐标系下逆变器数学模型可用图2表示如下，其中虚线表示d、q轴分量 之间的交叉耦合作用。图2旋转坐标系下逆变器数学模型2内环电流控制分析电压外环控制系统的工作频率低，响应速度慢，若以变化较快的电流为反馈变量可 有效加快控制系统的动态响应。内环电流反馈量可选择电感电流21，22或者电 容电流23,24。其控制结构分别如图3、图4所示。图3电感电流内环反馈控制结构图4电容电流内环反馈控制结构电压外环输出量作为内环控制量的给定值，误差经过电流调节器处理后与载波交截， 所得SPWM控制信号控制开关管的通断。采用电感电流反馈时，由于电感电流就 是通过开关管的电流，对其限幅就可以达到开关管的限流保护作用。同时电感电流 包含了流过负载的电流，控制了电感电流同时，也限制了负载电流的变化，负载扰 动较大时，控制系统限制负载电流的变化，导致波形的畸变，这种畸变在带整流类 负载时尤为严重。为了削弱负载电流变化对控制效果的影响，可以在控制系统中加 入负载电流前馈25，若前馈环节的反馈系数为1,则相当于电容电流反馈控制。 文献26从控制结构上对两种控制方式进行了比较，但未能对问题的本质进行分析。 对比以上结构可以看出，两种控制系统的差别主要在于电流内环是否包含负载电流 的扰动，而这主要影响输出电压的抗负载扰动性能，因此从平抑负载电流扰动上可 比较二者的控制效果。逆变器的输出阻抗可以衡量其外特性的刚度，反映负载电流 变化对其两端电压的影响，输出阻抗越小，表明负载变化对输出负载电压的影响越 小，系统抗扰动性能越强。定义逆变器的输出阻抗为负载电压与负载电流之比。显然，不同频率的电流对应逆 变器的不同阻抗。根据图3、图4的内环电流控制图可以得到以io为输入，Uo为 输出的传递函数，即输出阻抗，将电流调节器简化为比值K进行分析。内环反馈变量为电感电流时输出阻抗为：内环反馈变量为电容电流时输出阻抗为：(8)相同参数下绘制式(7)、式(8)幅频曲线，如图5所示。从图中可以看出，两种控制 系统在高频段性能相同，但以电容电流为内环反馈变量的输出阻抗幅频特性曲线在 低频段具有更低的值，逆变器输出电压对负载变化较不敏感，因此中间反馈变量采 用电容电流的控制系统对负载的扰动具有更强的抑制能力。从控制结构上看，电容 电流内环包含了负载扰动，而内环的工作频率高于电压环，可在其影响到输出电压 之前抑制较大部分扰动，电流环粗调”后再由电压环细调”，加速动态响应的 同时保证输出交流电的电能质量。图5输出阻抗幅频特性曲线3双闭环控制系统设计电压外环的主要目标是控制输出电压的稳定，属于定值控制系统，使电压维持在一 定范围内，电压调节器应采用无误差的PI调节器；而电流内环的主要作用是加速 控制系统的响应，属于随动控制系统，对电流量没有控制精度的要求，因此电流调 节器采用P调节器。图2中虚线代表了 d、q轴分量相互的耦合关系，d、q分量 的耦合不利于控制系统的设计，为了让d轴给定量控制d轴分量，q轴给定量控 制q轴分量，通过耦合信号前馈弱化来自数学模型中分量之间的耦合关系，以d 轴为例，控制系统结构如图6所示。图6前馈解耦控制系统原旋转坐标系下d、q分量耦合的数学模型经过解耦转变为两相互不干扰的数学模 型，两相的控制系统结构相似，可任取一相完成控制系统设计。以d轴为例，解 耦之后的系统控制结构如图7所示。图7解耦之后d轴分量控制系统双环控制系统参数整定采用先局部后整体的方式，先整定内环参数，然后做全局校 正，设计过程中须做适当简化：由于输出电压Uod是电容电流积分的结果，响应 较慢，对于电容电流内环来讲，输出电压是一个变化缓慢的扰动，而且电流内环的 工作频率高，电流值更新快，电压外环工作频率低，电压值更新慢，在进行内环控 制系统设计时可暂时忽略输出电压的扰动对电容电流内环控制的影响；另一方面， SPWM环节存在一定的惯性，可将其简化为一阶惯性环节，从而得到简化之后的 内环电流的控制系统结构如图8所示。图8电容电流内环控制结构其开环传递函数为：式中：P为比例控制系数。这是一个典型I型系统，随动性好，具有较强跟踪给定 值的能力。可按最佳二阶系统进行参数参数，其最佳条件为阻尼比由此可得：(10)对电压外环来讲，内环电流的工作频率较高，一般认为，电流闭环频率特性的截止 频率3bi与电压外环闭环频率特性的截止频率3bu满足wbi3wbu时，即可认 为在内环电流的动态过程远远快于外环电压的动态过程，因此电流内环可看成一个 简单随动系统，将其简化为一阶惯性环节。电流内环的闭环传递函数为：(11)简化后为：(12)式中：TC=L/PKPWM。内环简化后的电压控制结构如图9所示：图9电压外环控制结构电压控制系统的开环传递函数为：(13)式中：KP为PI调节器比例控制系数；TI表示PI调节器积分时间常数。这是一个 典型II型系统，具有较强的抗扰动性能，调节器参数设计考虑模最佳”条件： 闭环传递函数的模为1,即稳态误差为0；相位滞后为0，即动态响应速度无穷大。 由于三阶系统不可能没有惯性，其相位必定有所滞后；另一方面，电压环的控制目 标主要是维持输出电压的稳定，要求具有较强的抗扰动性能，所以这里只考虑系统稳态误差的要求。该系统的闭环传递函数为：(14)其幅频特性A(3)如下：A(3)=令A(3)= 1，显然TI=0时成立，但PI控制器中的KP、TI均不为0。但也为上式 的求解提供了方向，当TI趋于0时，可将幅值条件简化如下：分子部分 (KPTI3)2 + 1-1,则分母也为1,分母为3多项式，忽略高阶项，由各项系数为 0得：(15)因此可得外环电压PI调节器的参数如下：4算例分析在PSCAD/EMTDC中搭建逆变器模型，并针对表1中的逆变器参数进行电压外环 电容电流内环的控制系统设计，计算可得电流内环比例控制P=18，电压外环比例 系数KP=0.04，积分时间常数TI=0.01，低频段(KPTI3)2 1满足要求。wbi=3.85x104 rad/s,wbu=8.49x103 rad/s 满足 wbi3wbu 的要求。表1逆变器额定参数项目数值额定输出电压220 V额定输出频率50 Hz输出滤波 电容8 pF输出滤波电感3.6 mHPWM开关频率20 kHz图10负载电流幅值变化曲线图11负载电压变化曲线逆变器初始负载为22 A,0.5 s之前为启动的暂态过程。1 s时负载增加22 A , 1.5 s时负载降为初始值，2 s时接入2.5 kW的整流负载，整个过程a相负载电流 及电压变化曲线分别如图9、10所示。从图中可以看出系统的稳定性高，负载突 然投切时控制系统动态响应快，且超调量很小，仅有6%。带一般负载时，输出负 载电压稳定，电路暂态很短，负载电流的大幅扰动对输出电压的波形基本没有影响； 突增非线性负载时，输出电压有一定的超调量，但超调量仅仅持续了 0.8 ms，然 后恢复正常，逆变器具有较硬外特性，内环控制系统采用电容电流反馈对由负载扰 动而引起电压波动的抑制能力较强。图12升负载时电流变化暂态过程图13降负载时电流暂态过程图14带非线性负载时电流暂态过程如图12图14所示为负载变化时逆变器输出电流的暂态过程，调节时间很短， 在1 ms内基本结束暂态暂态过程。带一般性负载时，暂态过程变化平缓，波形平 滑，没有高频振荡分量，控制效果好；稳态时的负载电流经傅立叶分析得出其电流 谐波总含量THD=0.7%(Total Harmonic Distortion , THD)。带整流性负载时， 负载电流THD=2.3%，均满足电流谐波总量小于5%的要求，控制系统提升了逆 变器承担非线性负载的能力。5结论本文比较了双闭环控制中内环不同反馈变量的控制系统，其中采用电容电流反馈控 制系统的逆变器在低频段的输出阻抗较小，输出电压外特性刚度强，对负载变动引 起的干扰抑制能力更强。在内环电容电流反馈的基础上，针对同步旋转坐标系下d、 q轴分量交叉耦合的问题设计了电压电流双闭环前馈解耦控制系统，然后提出了一 种基于模最佳”的设计方法对控制系统的参数进行整定。最后针对特定的逆变器 参数设计了控制系统并进行了仿真分析，内环电流反馈加快了逆变器的动态调节速 度，对线性和非线性负载的扰动同时具有较强的抑制能力，验证了所提设计方法的 有效性。需要指出的是，本文所提设计方法具有一定的局限性，必须满足外环工作 频率远低于内环的要求，设计完成之后需要检验其完整性。由于电容电流并非全部 流过电力电子器件的电流，无法通过对其限流来保证设备安全运行，下一步研究应 集中于电压外环电容电流内环的设备保护方向。【相关文献】1 ZHAO XU, LUO DONGKUN. 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