3KVA三相逆变器

摘要本次系统设计的是一个输入220V直流，输出电压220V，容量为3KVA的电 压型三相逆变器，该三相逆变器是基于DSP的SPWM调制设计。系统硬件部分包 括辅助电源模块，IGBT三相逆变桥模块，三相逆变驱动模块，电压检测模块， 过流检测模块，后级升压滤波模块，DSP最小系统。系统的SPWM波是由DSP专门的PWM 口产生的，该系统的软件部分的SPWM 波是采用的规则采样法。在本次设计中，查阅许多逆变器方面的资料，有感先 进的功率器件及逆变控制器件对电力电子技术进步的推动作用，大大简化设计， 极大提高系统的可靠性，达到以往设计无法达到的技术指标。由于时间有限， 无法对SVPWM逆变电路进行研究，而是采用正弦SPWM技术，实现了 220V直流 电到220V正弦交流电3KW的逆变，并且输出电压还可以在一定范围内调整。 关键词：DSP逆变器IGBT SPWM目录摘要I1逆变简介及其原理11.1逆变介绍21.2三相逆变原理介绍21.3 SPWM控制原理32结构设计与方案选择42.1逆变器电路选择42.2 SPWM采样方法选择52.3逆变器件选择52.4电压测量方案选择63基于MATLAB的原理仿真64模块电路84.1系统结构图84.2辅助电源模块94.3 DSP 模块94.4 IGBT三相桥式逆变模块104.5 IGBT驱动模块114.6变压器升压模块124.7LC滤波模块134.8相电压测量及调理电路144.9过流检测模块155系统软件设计166总结17参考文献17附录一191逆变简介及其原理1.1逆变介绍逆变，是对电能进行变换和控制的一种基本形式，现代逆变技术是综合了现代电力电 子开关器件的应用、现代功率变换技术、数字信号处理（DSP）技术、模拟和数字电子技 术、PWM技术、频率和相位调制技术、开关电源技术和控制技术等的一门综合性技术。已 被广泛地用于工业、军事或民用领域的各种功率变换系统和装置中。自从50年代硅品闸管问世以后，功率半导体器件的研究工作者为达到理想目标做出 了不懈的努力，并已取得了世人瞩目的成就。60年代后期，可关断品闸管GTO实现了门极 可关断功能，并使斩波工作频率扩展到lkHz以上。70年代中期，高功率晶体管和功率 MOSFET问世，功率器件实现了场控功能，使高频化成为可能。80年代，绝缘门极双极型 品体管（IGBT）问世，它综合了功率MOSFET和双极型功率晶体管两者的功能。IGBT的迅 速发展，又激励了人们对综合功率MOSFET和品闸管两者功能的新型功率器件MOSFET 门控品闸管的研究。现在许多国家已能稳定生产8000V/4000A的品闸管。日本现在已能稳定生产 8000V/4000A和6000V/6000A的光触发品闸管（LTT）。美国和欧洲主要生产电触发品闸管。 近十几年来，由于自关断器件的飞速发展，品闸管的应用领域有所缩小，但是，由于它的 高电压、大电流特性，它在高压直流（HVDC）、静止无功补偿（SVC）、大功率直流电源及 超大功率和高压变频调速应用方面仍然占有十分重要的地位。目前，GTO的最高研究水平为6000V/6000A以及9000V/10000A。这种GTO采用了大直 径均匀结技术和全压接式结构，通过少子寿命控制技术折衷了 GTO导通电压与关断损耗两 者之间的矛盾。由于GTO具有门极全控功能，它正在许多应用领域逐步取代SCR。为了满 足电力系统对lGVA以上的三相逆变功率电压源的需要，近期很有可能开发出10000A、 12000V的GTO，并有可能解决30多个高压GTO串联的技术，可望使电力电子技术在电力 系统中的应用再上一个台阶。IGCT可以较低的成本，紧凑、可靠、高效率地用于0.310MVA变流器，而不需要串 联或并联。如用串联，逆变器功率可扩展到100MVA而用于电力设备。虽然高功率IGBT模 块具有一些优良的特性，如能实现di/dt和dv/dt的有源控制、有源箝位，易于实现短路 电流保护和有源保护等，但是，高的导通损耗、低的硅有效面积利用率、损坏后造成开路 以及无长期可靠运行数据等缺点，使高功率IGBT模块在高功率低频变流器中的实际应用 受到限制。因此可以认为，在大功率MCT问世以前，IGCT将成为高功率高电压低频变流器， 特别是在电力工业应用领域中的优选大功率器件。功率变换技术是现代逆变系统中最重要的技术，决定着逆变器的性能。功率变换技术 研究的目标主要是：节约能源，提高效率，同时减小变换器的大小和减轻变换器的重量， 降低谐波失真和成本；而在电机传动应用中，有时还要求高的精度，快速响应，宽的输出 电压、电流或频率的调节范围等。功率变换技术的发展大致可分为三个阶段：第一阶段， 是应用二极管和品闸管的不控或半控强迫换流技术；第二阶段，主要是应用自关断器件， 例如GTO、BJT、功率MOSFET、IGBT等和普遍采用PWM控制技术;第三阶段，是以采用软开 关、无损缓冲电路、功率因数校正、消除谐波和考虑电磁兼容为特征。传统的逆变器采用模拟电路控制，模拟控制存在着一些不可避免的缺点：模拟控制需 要大量的分立元件，这必然会使系统的可靠性和抗干扰性降低；模拟控制中参数的调节依 靠可调电位器等一些模拟器件，如电压、频率以及PID参数的调节等，这势必降低了控制 系统的精度和一致性；由于器件的老化以及温度漂移问题，逆变器的性能将急骤下降，甚 至于不能正常工作；模拟控制系统如果要升级换代，就要对硬件作根本性的改变，其工作 量不亚于重新开发；模拟控制系统不具有良好的人机界面和通信功能。目前，在微电子技术发展的带动下，数字信号处理（DSP）芯片的发展日新月异。DSP 芯片的功能日益强大，性能价格比不断上升，开发手段不断改进。这就为数字信号处理算 法的实现打下了坚实的基础。要对逆变器进行数字控制，实质上就是要在数字控制系统中 应用各种先进的数字信号处理算法：如空间矢量PWM控制算法（SVPWM算法）、快速傅立叶 变换算法（FFT算法）、数字滤波算法、数字PID调节算法等。这些复杂的算法都可以在一 块高性能的DSP芯片上通过编程实现，这在模拟控制系统中是不可想象的，也是无法完成 的。1.2三相逆变原理介绍用三个单相逆变电路可以组合成一个三相逆变电路，但在三相逆变电路中，应用最广 的还是三相桥式逆变电路。他可分为三相电压型逆变电路和电流型逆变电路，其中电压型 的直流侧通常是并一个电容器，而电流型通常是在直流侧串一个电感。采用IGBT作为开 关器件的三相电压型桥式逆变电路如图1-1所示。+&NVDUVVD气2Hv4图1-1三相电压型逆变电路电路中的直流侧通常只有一个电容器就可以了，但为了方便分析，画作串联的两个电容器 并标出假想中点N 。和单相半桥，全桥逆变电路相同，三相电压型桥式逆变电路的基本工 作方式也是180。导电方式，即每个桥臂的导电角度为180。，同一相上下桥臂交替导通。因 为每次换流都是在上下桥臂之间进行，因此也被称为纵向换流。1.3 SPWM控制原理在采样控制理论中有一个重要的结论，冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的 环节上时，其效果基本相同。上述原理可以称之为面积等效原理，它是PWM控制技术的重 要理论基础。SPWM是脉冲的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形。可知如果给 出了逆变电路正弦波输出频率，幅值和半个周期内的脉冲数，PWM波形中各脉冲的宽度和 间隔就可以准确计算出来。按照计算结果控制逆变电路中各开关器件的通断，就可以得到 所需要的？咖波形，把上述脉冲序列利用相同数量的等幅而不等宽的矩形脉冲代替，使 矩形脉冲的中点和相应正弦波部分的中点重合，且使矩形脉冲和相应的正弦波部分面积(冲量)相等，这就是PWM波形。对于正弦波的负半周，也可以用同样的方法得到PWM波 形。脉冲的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形，也称SPWM(Sinusoidal PWM) 波形。PWM波形可分为等幅PWM波和不等幅PWM波两种，由直流电源产生的PWM波通常是 等幅PWM波。其用PWM波代替正弦波的说明图如图1-2所示。把希望输出的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过信号波的调制得到所 期望的PWM波形。通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波，其中等腰三角波应用最多。 SPWM控制方法有单极性和双极性之分。单极性PWM控制方式调制信号ur为正弦波，载 波uc在ur的正半周为正极性的三角波，在ur的负半周为负极性的三角波。其单极性PWM 控制方式图如图1-3所示。wtwt图1-3单极性PWM控制方式双极性PWM控制方式在调制信号ur和载波信号uc的交点时刻控制各开关器件的通断。在 ur的半个周期内，三角波载波有正有负，所得的PWM波也是有正有负，在ur的一个周期 内，输出的PWM波只有土Ud两种电平。其双极性PWM控制方式图如图1-4所示。图1-4双极性PWM控制方式2结构设计与方案选择2.1逆变器电路选择方案一：电流型逆变 采用大电抗器来缓冲无功功率，则构成电流源型变频器。电流 型变频器则为电流波形为矩形波电压波形为近似正弦波。电流型逆变具有直流侧电流基本 无脉动，直流回路呈现高阻抗；交流侧输出电流为矩形波；当交流侧为阻感负载时需要提 供无功功率，直流侧电感起缓冲无功能量的作用，反馈无功能量时直流电流并不反向等特 点。方案二：电压型逆变 采用大电容器来缓冲无功功率，则构成电压源型变频器。电 压形电压波形为矩形波电流波形近似正弦波。逆变直流具有直流侧电压基本无脉动，直流 回路呈现低阻抗；交流侧输出电压为矩形波；当交流侧为阻感负载时需要提供无功功率， 直流侧电容起缓冲无功能量的作用等特点。方案选择：电流型逆变直流侧需加电感，价格比较昂贵，而电压型逆变器整流变频装 置具有结构简单、谐波含量少、定转子功率因数可调等优异特点。且直流侧只需并联一个 电容，故选择电压型逆变电路。2.2 SPWM采样方法选择方案一：自然采样法 自然采样法以正弦波为调制波，等腰三角波为载波进行比较， 在两个波形的自然交点时刻控制开关器件的通断，这就是自然采样法。其优点是所得 SPWM波形最接近正弦波，但由于三角波与正弦波交点有任意性，脉冲中心在一个周期内 不等距，从而脉宽表达式是一个超越方程，计算繁琐，难以实时控制。方案二：规则采样法 规则采样法规则采样法一般采用三角波作为载波，其原理就 是用三角波对正弦波进行采样得到阶梯波，再以阶梯波与三角波的交点时刻控制开关器件 的通断，从而实现SPWM法。当三角波只在其顶点（或底点）位置对正弦波进行采样时，由 阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个载波周期（即采样周期）内的位置是对称的。 在DSP中能够很好的运用其定时器和PWM模块来实现SPWM。方案选择：规则采样法是对自然采样法的改进,其主要优点就是是计算简单，便于在线 实时运算，尤其是利用软件生成SPWM系统。其中非对称规则采样法因阶数多而更接近正 弦。故选择规则采样法。2.3逆变器件选择方案一：利用分立元件。通常利用6个大功率IGBT作为开关器件，组成一个三相桥 式逆变电路，然后再做一套IGBT驱动电路，完成逆变。优点是灵活，并且当其中一路损 害之后可以方便替换。方案二：利用集成智能功率模块（IPM）。集成智能功率模块由高速低功耗的管芯和优 化的门极驱动电路以及快速保护电路构成，它不仅把功率开关器件和驱动电路集成在一 起，而且还内藏有过电压，过电流和过热等故障检测电路，并可将检测信号送到CPU，即 使发生负载事故或使用不当，也可以保证IPM自身不受损坏。方案选择：方案一电路虽然复杂点，但比较经济，灵活，而方案二虽然外围电路简单， 可靠性高，但十分昂贵。故选择方案一。2.4电压测量方案选择方案一：采用电压传感器将相电压转化为较小的电量后，采用集成的有效值/直流转 化器将交流电压转化为对应的直流有效值，比如利用有效值检测芯片AD637,再利用A/D 测量有效值。具有软件简单，精度高等特点。方案二：再利用电压传感器将相电压转化为较小的电量后，将其调理到DSP内部A/D 输入的范围内，利用DSP自带的A/D功能对交流电采用，存储并对存储的数据进行分析 和计算，进而得到相电压的有效值。其方案硬件、软件都比较容易实现，精度也可以达到 设计要求。方案选择：方案一所采用的有效值/直流转换芯片价格比较昂贵，性价比低，而方案 二利用现成的硬件资源，充分利用DSP的强大功能，可靠性高。故选择方案二。3基于MATLAB的原理仿真在具体电路设计之前，本次设计先利用MATLAB进行仿真验证，其仿真主体框图如图3-1所示。框图中包括IGBT三相逆变半桥模块，LC滤波器模块，SPWM产生模块，其中三 相电压幅值控制采用的闭环控制。通过图中的Measure模块（即电压测量模块）得到三相电压值，然后经过Voltageregulartor块，其内部是采用的PI控制器控制方式，得到所需要的正弦波。在将其输入 到PWM产生模块，从而得到三相SPWM波。其中一路开关的SPWM波形如图3-2所示。图3-2 SPWM波形图系统仿真后，其滤波前的AB线电压的仿真结果图如图3-3所示。其经过三相LC滤波器滤波后的三相输出电压波形如图3-4所示。图3-3滤波前输出电压波形图3-4滤波后输出电压波形4模块电路4.1系统结构图图4-1为系统结构图。DSP模块作为系统控制的核心，它输出SPWM波控制IPM逆变模块工作，IPM逆变模块输出的SPWM波输送一个变压器升压模块将基波电压升到 220V,再加一个LC滤波模块滤除变压器升压模块出来的SPWM波中丰富谐波成分，得到 SPWM波中的基波。相电压检测模块及信号调理模块将逆变得到的相电压值反馈到DSP 对逆变进行闭环控制。其中硬件系统原理图见附录一。图4-1系统结构框架图4.2辅助电源模块稳定而可靠的电源是整个系统正常工作的必要保证，如系统中的电流霍尔传感器，光 耦，运放，比较器等的工作电压。以及一些保护端口电压，有需要为15V，5V，3.3V，20V 等，因此设计这样的弱点系统需要特定的芯片。系统的电源包括数字电源部分和模拟电源 部分，系统中采用了 LM7805提供了模拟和数字+5V电源，LM117提供3.3V数字电源， LM317提供了 20V电源。用于IGBT驱动。其辅助电源的原理图如图4-2所示。图4-2辅助电源模块4.3 DSP模块DSP模块电路图如图4-3所示。DSP芯片采用TI公司的TMS320LF2407,其运行速度高 达40MIPS。TMS320LF2407采用了采用高性能静态CMOS技术，供电电压降为3.3V，功耗低; 片内集成32K字的单口 RAM （SARAM）；具有看门狗定时模块（WDT），控制局域网络（CAN） 2.0B模块，串行通信接口（SCI）模块，16位的串行外设接口（SPI）模块，JTAG接口， 10位最小的转换时间为500ns的A/D转换器等丰富接口。时钟源由外部10MHz有源晶振提供，内部锁相环对输入时钟信号倍频到40MHz提供给 内核使用。集成智能功率逆变模块所需的6路SPWM由TMS320LF2407的PWM1PWM6提供， SPWM的频率为15KHz； IPM模块故障信号分别接到TMS320LF2407的100，101，102，105 号管脚；相电压测量信号接到ADCIN0o图4-3 DSP模块电路图4.4 IGBT三相桥式逆变模块图4-4为IGBT三相桥式逆变模块电路图。该逆变器设计的是电压型逆变器，由于设 计要求三相逆变器输出的功率为3KW，输入电压为220V，而器件额定电压选择为工作电压 的23倍，电流为工作峰值电流的1.52倍，即器件额定电压需440660V,额定电流需 20.527.3A。综合考虑，选用IGBT的型号为IRG4PH40UD-2E，其最高频率可达200KHZ，N 沟道IGBT,内部带有快速恢复二极管。其额定电压为1200V，额定电流为41A，可以很好 满足设计要求。由IRG4PH40UD-2E得数据手册可知，其最高工作频率为200KHz，但工作在 10KHz15KHz最佳，设计将其工作频率设为15KHz。图4-4 IGBT三相桥式逆变模块电路图4.5 IGBT驱动模块设计了采用IR2130芯片驱动的三相逆变器，IR2130驱动的逆变器具有结构简单、工 作稳定、保护可靠等优点。其驱动原理图如图4-5。IR2130可用来驱动工作在母电压不高 于600V的电路中的功率MOS门器件，其可输出的最大正向峰值驱动电流为250mA，而反向 峰值驱动电流为500mA。它内部设计有过流、过压及欠压保护、封锁和指示网络，使用户 可方便的用来保护被驱动的MOS门功率管，加之内部自举技术的巧妙运用使其可用于高压 系统，它还可对同一桥臂上下2个功率器件的门极驱动信导产生2s互锁延时时间。它 自身工作和电源电压的范围较宽(320V)，在它的内部还设计有与被驱动的功率器件所通 过的电流成线性关系的电流放大器，电路设计还保证了内部的3个通道的高压侧驱动器和 低压侧驱动器可单独使用，亦可只用其内部的3个低压侧驱动器，并且输入信号与TTL及 COMS电平兼容。图4-5三相逆变桥驱动VB1VB3：是悬浮电源连接端，通过自举电容为3个上桥臂功率管的驱动器提供内部 悬浮电源，VS1VC3是其对应的悬浮电源地端。HIN1HIN3、LIN1LIN3:逆变器上桥 臂和下桥臂功率管的驱动信号输入端，低电平有效。ITRIP :过流信号检测输入端，可通 过输入电流信号来完成过流或直通保护。CA-、CAO、Vso:内部放大器的反相端、输出端 和同相端，可用来完成电流信号检测。HO1HO3、LO1L03：逆变器上下桥臂功率开关器 件驱动器信号输出端。FAULT:过流、直通短路、过压、欠压保护输出端，该端提供一个 故障保护的指示信号。它在芯片内部是漏极开路输出端，低电平有效。Vcc、Vss:芯片供电 电源连接端，Vcc接正电源，而Vss接电源地。4.6变压器升压模块变压器升压电路如图4-6所示。由于输入的直流电位220V，故其基波最大的峰峰值 为220V，相电压最大有效值为155.6Vrms,而设计要求输出为220Vrms，故需要加入升压变 压器。设计采用三个单相变压器组合而成,220V直流电通过电容C17和C18分压得到110V 作为电压参考点。变压器参数计算：单个变压器输出功率为：P2 1000W(4-1)单个变压器输入功率：P = U * I = P =1000 = 1052.6W11 1 门 0.95式中n为变压器的效率，这里取0.95 变压器的额定功率为:P =日=1000 +1052.6 = 1026.3W2(4-2)(4-3)I1 = KP1052.6=1.2*= 8.1AU155.61(4-4)式中K是变压器空载（激磁为主）电流大小决定的经验系数，容量越小的变压器，K越大，一般选 1.11.2。次级电流为:P 1000=4.5 A 220(4-5)故选用三个初级电压为155.6V、电流为8.1A，功率为1052.6W,次级电压为220V、电流为4.5A，功率为1000W的单相变压器。R305.1kC17100 0u F/1 5 0Vpi 1 C18R29FJ 100 0u F/1 5 0V5.1k Lf1初级电流:图4-6变压器升压电路4.7 LC滤波模块LC滤波电路如图4-7所示。由于变压器出来的SPWM波含有较多基波外的杂波，故需加LC滤波器滤除杂波得到正弦信号波。选择LC滤波器的截至频率f远远低于SPWM的频 c率对开关频率则对开关频率以及其附近频带的谐波具有明显的抑制作用。但亦不可太低，否则容易产生低频振荡，一般设为开关频率的1/20左右。由于设计SPWM的开关频率为 15KHz,由公式4-6计算，故选择LC滤波器的截止频率为670.5Hz。选择L=1.2mH,C=47uF, 则：f = 2SM = 2 兀 0.0012*0.000047 =刃爵田（4-6）/ /_UL UOUT /L3 1.2mH/VWX-L4 1.2mH/*v*v*v*v_C826.6uFVOUT WOUTCNC926.6uFC1026.6uF、NOUT图4-7 LC滤波电路4.8相电压测量及调理电路相电压测量及调理电路如图4-8所示。电压测量采用电压传感器LV28-P，它是应用 霍尔原理的闭环（补偿）传感器，具有出色的精度、良好的线性度以及极低的温漂。LV28-P 输出与输入的电流比为2500： 1000。设计满量程输出25mA，由于DSP内部A/D输入范围 为03.3V，故在M端外接一个132欧姆的电阻，将025mA的电流转变为03.3V的电压。 电路可以测量0320Vp的交流电压，满足设计要求。LV28-P输出信号需要经过信号调理电路才可以送到DSP，U11及外围的元件组成一个 带1.65V直流偏置的截止频率为93.8Hz的低通滤波器对信号进行调理。4.9过流检测模块系统通过电流霍尔传感器从直流母线上得到直流母线电流，霍尔传感器测得的电流就 输入过流检测电路的输入端VI,过流传感器是通过LM311比较器来检测电流是否过流， 过流检测输出端通过光耦隔离送给DSP。LM311是单比较器，它是晶体管结构，输出级是集 电极开路结构。LM311是一种多用途的电压比较器，它具有失调电压平衡调节端（或用作 选通端），并且具有连接负载多样性及输出电流可达50mA的特点。图4-9过流检测电路5系统软件设计本系统的软件设计的三相SPWM产生是采用的规则采样法，规则采样法是一种应用较 广的工程实用方法，其效果接近自然采样法，但计算量却比自然采样法小得多。 取三角 波两个正峰值之间为一个采样周期Tc，使每个脉冲的中点都以相应的三角波中点（即负峰 点）为对称。系统流程图如图5-1所示。DSP按一定的时间间隔读取正弦波表，每读取一 个值则采集一次相电压，通过对比，计算下一时刻的幅值，通过规则采样法算得该时刻对 应的占空比，再赋给占空比控制寄存器。图5-1系统软件流程图6总结通过本次设计，了解当前先进的电力电子技术和电力电子装置技术，加深了课本逆变 部分理论知识的理解，掌握了逆变电路的基本设计以及SPWM技术。同时我加强了我的基 于DSP设计的能力。也找到我在某些方面的不足，另外在本次设计前，我通过MATLAB通 系统原理进行了仿真，所以加强了我基于MATLAB的电力电子方面的仿真设计能力。在本 次设计中，查阅许多逆变器方面的资料，有感先进的功率器件及逆变控制器件对电力电子 技术进步的推动作用，大大简化设计，极大提高系统的可靠性，达到以往设计无法达到的 技术指标。由于时间有限，无法对SVPWM逆变电路进行研究，而是采用正弦SPWM技术， 实现了 220V直流电到220V正弦交流电3KW的逆变，并且输出电压还可以在一定范围内调 整。参考文献1 宋强.大容量PWM电压源逆变器的LC滤波器设计J.清华大学学报：自然科版,2003.2 吴晓朝.基于满意度的PID参数整定方法J.华南理工大学学报：自然科学版,2005.3 李广海，叶勇.IPM驱动和保护电路的研究J.电子技术应用，2003.4 王兆安，黄俊.电力电子技术M .北京:机械工业出版社，2000.5 沈锦飞，吴雷.电源变化应用技术M.北京：机械工业出版社，2007.附录一：系统总原理图61