功率因数校正在开关电源中的应用

带有功率因数校正的开关电源输入端电路设计摘 要：本文介绍了开关电源功率因数校正的基本原理，分析了功率因数校正的电路 实现方法及相关要求。简要分析了各类功率因数校正电路的工作原理及主要优缺点，还 介绍了功率因数校正主回路的设计方法。关键词：功率因数；有源功率因数校正；单级；两级1、引言近年来，随着电子技术的发展，计算机等一些通信设备日益普及，被广泛应用于各种 不同的领域，其中电网的谐波污染以及输入端功率因数低等问题显得日益突出。这些设备 的内部需要一个将市电转化为直流的电源部分。在这个转换过程中，由于一些非线性元件 的存在，导致输入的交流电压虽然是正弦的，但输入的交流电流却严重畸变，包含大量谐 波。而谐波的存在，不但降低了输入电路的功率因数，而且对公共电力系统产生污染，造 成电路故障。显然，使用有效的校正技术把谐波污染控制在较小的范围己是当务之急。为了限制电流波形畸变和谐波，使电磁环境更加干净，国内外都制订了限制电流谐波 的有关标准，如IEC555-2, IEEC519等。采用现代高频功率变换技术的功率因数校正(PFC) 技术是解决谐波污染最有效的手段。为了减少谐波对交流电网的污染，这就必须对电源产 品如UPS，高频开关整流电源等的输入电路进行功率因数校正，以最大限度减少谐波电流。 功率因数校正的目的，就是采用一定的控制方法，使电源的输入电流跟踪输入电压，功率 因数接近为1。2、功率因数校正的基本原理2. 1功率因数的定义由于在电源设备中，除了线性元件外，还大量使用各种非线性元件，如整流电路、逆 变电路、日光灯、霓虹灯等。非线性元件的大量使用使得电路中产生各种高次谐波，高次 谐波在基波上叠加，使得交流电压波形产生畸变。功率因数PF（Power Factor）是指交流输入有功功率P与视在功率S的比值。对于高频开关整流器这种交流用电负载，由于它含有很多非线性元件，使得输入的正弦交流 电流发生一定程度的畸变，也就是输入的交流电流中除了含有基波（一次谐波）外，还含 有了二次、三次等高次谐波。我们认为只有基波才作有用功，再考虑感性（或容性）负载 作的无用功影响，功率因数PF应定义为:（1）PF= p =1 cos =L cos。= y cos。SUJRIR式中：y ：基波因数，即基波电流有效值I1与电网电流有效值IR之比。%:电网电流有效值L：基波电流有效值ul:电网电压有效值cos6 :基波电流与基波电压的位移因数在线性电路中，无谐波电流，电网电流有效值IR与基波电流有效值I1相等，基波因数y =1，所以 PF= y -cos0 =1 cos6 =cos6。当线性电路且为纯电阻性负载时，PF= y -cos0 =11 = 1。如果供电系统正弦畸变过大，则会对供电设备、用电设备产生干扰，严重的时候甚至 会造成用电设备如开关电源、UPS退出正常工作，也可能造成供电系统跳闸。畸变越小， 功率因数则越高。综上所述，只要设法抑制输入电流中的谐波分量，通过电路方法，将输 入电流波形校正为或无限接近正弦波，即可实现功率因数校正。2. 2无功率因数校正的开关电源存在的问题在传统没有功率因数校正的开关整流器中，交流输入电压，经整流后，紧跟着大 电容滤波，由于电容的充放电使输入电流呈脉冲波形。这种电流谐波分量很大，造成功率 因数下降。低功率因数开关电源的使用，严重污染了电网，干扰了其它设备，增大了前级 设备（如变压器、电缆传输、柴油发电机等）的功率容量，使供电系统容量至少要增大30% 以上，使用户增加了投资。对于三相四线输入，当三相负载不平衡时，零线电流会很大。从实际运行结果来看，低功率因数的开关电源所带来的危害是很严重的，这是因为输 入电流有很高的峰值，含有大量的高次谐波，不但产生严重电磁干扰，还使供电变压器产 生大的电磁应力，噪音增大，铁损严重，温升剧增。因此，在整流器设计中，认真设计好 功率因数校正电路是至关重要的。3、实现功率因数校正的方法从不同的角度看，功率因数校正（PFC）技术有不同分类方法。从电网供电方式可分 为单相PFC电路相三相PFC电路;从采用的校正机理看，可分为无源功率因数校正（PPFC） 和有源功率因数校正（Active Power Factor Correction，简称APFC）两种。无源功率因数校正技术（PPFC）出现最早，通常由大容量的电感、电容组成。它只是 针对电源的整体负载特性表现，在开关整流器的交流输入端加入电感量很大的低频电感， 以减小滤波电容充电电流尖峰。由于加入的电感体积大，增加了开关整流器的体积，此方 法虽然简单，但效果不很理想，适于应用到重量体积不受限制的小型设备。因此目前用的 较多的是有源功率因数校正。有源功率因数校正电路工作于高频开关状态，体积小、重量 轻，比无源功率因数校正电路效率高。下面主要讨论有源功率因数校正方法。有源功率因数校正目的在于减小输入电流谐波。为此在整流器和负载之间接入一个 DC/DC开关变换器，应用电压、电流反馈技术，使输入端电流波形跟踪交流输入正弦电压 波形，可以使输入电流接近正弦，从而大大提高功率因数PF，一般校正后PF可提高到0.99 或更高。由于这个方案中应用了有源器件，故称为有源功率因数校正（APFC）。基本原理 如图所示。APFC的基本原理框图从原理框图来看，APFC基本电路就是一种开关电源，但它与传统的开关电源的区别 在于：DC/DC变换之前没有滤波电容，电压是全波整流器输出的半波正弦脉动电压，这个 正弦半波脉动直流电压和整流器的输出电流与输出的负载电压都受到实时的检测与监控， 其控制的结果是达到全波整流器输入功率因数近似为1。而有源功率因数校正中，按输入电流的工作模式又可分为CCM模式和DCM模式；按 拓扑结构可分为两级模式和单级模式。3. 1按输入电流检测和控制方式分类根据电感电流是否连续，APFC有两种工作模式：不连续导通模式DCM(Discontinuous Conduction Mode )和连续导通模式 C CM(Continuous Conduction Mode)。一般认为，采用电 流连续导通方式可利于实现输入EMI滤波电路小型化，并可使电流应力减小，实现高效率。3. 1. 1 DCM控制模式DCM控制又称电压跟踪方法(Voltage Follower)，它是PFC中简单而实用的一种控制方 式。这类变换器工作在不连续导电模式，开关管由输出电压误差信号控制，开关周期为常 数。由于峰值电感电流基本上正比于输入电压，因此，输入电流波形跟随输入电压波形变 化。控制原理如图所示：DCM控制原理图该控制方法的优点是：1)电路简单，不需要乘法器；2)功率管实现零电流开通(ZCS)且 不承受二极管的反向恢复电流；3)输入电流自动跟踪电压且保持较小的电流畸变率。但是 DCM方式存在着以下两个主要问题：1)由于电感电流不连续，造成电流纹波较大，对滤 波电路要求高；2)开关管电流应力高，在同等容量情况下，DCM中开关器件通过的峰值 电流是CCM的两倍，由此导致通态损耗增加，因此只适用于小功率的场合。3. 1. 2 CCM控制模式在CCM模式控制中，根据是否选取瞬态电感电流作为反馈量和被控制量，又可分为间 接电流控制(Indirect Current Contro】)和直接电流控制(Direct Current Contro l)两大类.直接电流控制的优点是电流瞬态特性好，自身具有过流保护能力，但需要检测瞬态电流，控制电 路复杂。间接电流控制的优点是结构简单、开关机理清晰。(1)直接电流控制直接电流控制是目前应用最多的控制方式，它来源于DC/DC变换器的电流控制模式。 将输入电压信号与输出电压误差信号相乘后作为电流控制器的电流给定信号，电流控制器 控制输入电流按给定信号变化。根据控制器控制方式的不同，较典型的控制方式有峰值电 流控制(PCMC)、平均电流控制(ACMC)和滞环电流控制(HCC)等。与其他控制方式相比， 平均电流控制具有电流总谐波畸变(THD)和电磁干扰(EMI)小、对噪声不敏感、适用于大功 率应用场合等优点，是目前PFC中应用最多的一种控制方式。下面就介绍利用平均电流控 制技术的Boost PFC电路。基本原理如图所示：宅流检测 与变换R.平均电流控制方式PFCC.I虬框图Jid它具有双环控制技术的优点。电流环使输入电流波形更接近正弦波，电压环使升压型 DC/DC输出电压UO恒定。由s获得电感L中的电流取样，并由R1、R2分压以取得整流 后的电压取样信号。K1正向输入端信号来自乘法器Z,作为K1的基准信号。K1反向输入 端信号来自电感电流取样信号。若电感电流偏小时，K1输出增大，与锯齿波比较后的PWM 信号占空比增加，使Q管导通时间变长而截止时间减少。在Boost PFC电路中，Q管导通，L贮能，通过电感的电流IL增加，而Q管截止时， 二极管D导通，电容C充电，流过电感电流IL减小。这样使电感电路中电流IL可跟踪基 准信号波形。即匕的平均值I与整流后的电压波形接近同相。如图所示。平均电流控制方式PFC电路的各种电流波形图在Boost PFC电路中，设PWM信号周期为T，Q管截止时间为TOH，则UQ=T/TOH UI (证明略)。当Boost PFC电路中UO上升时，取样与标准电压Uref比较后使K2输出下降， 从而使UZ下降；使K1输出下降，即Toh增加，UO下降，以保持输出电压稳定。(2)间接电流控制电流的控制也可以通过控制整流桥输入端电压的方式间接实现，称为间接电流控制或 电压控制。间接电流控制是一种基于工频稳态的控制方法，它通过控制整流器输入端电压， 使其与电源电压保持一定的相位、幅值关系，从而控制交流输入电流呈正弦波形，且与电 源电压保持同相位，使装置运行在单位功率因数状态。间接电流控制原理通过对CCM和DCM两种工作模式的分析和比较可以看出:CCM的优点是输入和输出电 流波动小，故滤波容易；开关的有效电流小，器件导通损耗小；适用于大功率场合。对于 小于几百瓦的功率级，选择DCM比较合适，DCM的最大好处是二极管不存在反向恢复， 因此不需要缓冲电路。3. 2按拓扑结构分类有源功率因数校正技术从结构上分为两级PFC和单级PFC。其中两级PFC是目前普遍使 用的比较成熟的PFC技术。3. 2. 1两级功率因数校正目前研究的两级PFC电路是由两级变换器组成：第一级是PFC变换器，目的在于提高输 入的功率因数并抑制输入电流的高次谐波；第二级为DC/DC变换器，目的在于调节输出 以便与负载匹配。具体实现方式很多，在通信用大功率开关整流器中主要采用的方法是在 主电路输入整流和功率转换电路之间串入一个校正的环节（Boost PFC电路）。典型的两 级变换器的结构如图所示。典型的两级PFC变换器电路图由于两级分别有自己的控制环节，所以电路有良好的性能。它具有功率因数高、输入 电流谐波含量低，以及可对DC/DC变换器进行优化设计等优点。但两级PFC电路也有两 个主要缺点：一是由于有两套装置，增加了器件的数目和成本；二是能量经两次转换，电 源的效率也会有所降低。因此，两级PFC电路一般应用于功率较大的电路中。对于小功率 的场合，由于成本及体积的限制，一般采用单级功率因数校正电路。3. 2. 2单级功率因数校正单级PFC技术的基本思想是将有源PFC变换器和DC/DC变换器合二为一。两个变换器共 用一套开关管和控制电路，因此单级PFC技术降低了成本，提高了效率，减小了电路的重 量和体积。典型的单级PF C变换器电路图单级PFC电路具有许多优点：PFC级和DC/DC级共用一个开关管，共用一套控制电路， 这就使得电路设计大为简捷，降低了硬件成本；变换中能提供任何选定的电压和电流比； 由于功率实现的是一次性变换，所以能获得较高的效率和可靠性。单级PFC电路正因为具 有这些优良的性能而越来越得到广泛的研究和应用。但是与传统的两级式DC/DC变换器相比，单级PFC变换器要承受更高的电压应力，有 更多的功率损耗。这个问题在开关频率较高时显得尤为突出。而且由于开关工作频率不断 提高所带来的电磁干扰问题也日益严重，显著影响了变换器工作的可靠性和频率的提高。 单级方案中还存在储能电容电压过高的情况，而且储能电容电压随着输入电压及负载的变 化而升高，这将会导致电路的稳态特性受到一定的影响，同时某些元器件的体积成本会有 所提高，这都是期待解决的问题。通过比较可知，在输出功率相同的情况下，单级功率因 数校正电路在功率因数校正能力和电源的转换效率等方面，相对于两级功率因数校正电路 而言，相对要差一些。近些年专家学者先后提出了许多零电压及零电流软开关技术，特别 是将软开关技术与单级隔离型PFC技术结合在一起的方法，另外怎样降低储能电容上的电 压也是现在单级功率因数校正研究的热点。4、功率因数校正电路设计若输出功率为100w,市电最低输入电压为80V （一般喂220V）,输出电压V O为 400V ,设计过程如下：4 . 1开关频率通常，开关频率的选择要满足下列条件：一是要使失真减至最小程度；二是要使器 件效率高。本设计中选开关频率为70k Hz。4 . 2选择电感假定电路具有理想的效率，PI Q PO （ MA X）,则最大网侧输入峰值电流为：77,如80=L77A电流纹波以峰值电流的2 0 %计，故 Ip 0. 3 5A，在稳态情况下，在功率开关每次 切换中，电感和电容应无能量积累，则V/ fsinu）（iz +/）Df =Vc（t）可决定最低输入电压峰值处的D的值：_ h _ J7 X80 _=Vo =400=功率开关的占空比为D = 1 -D=0. 72。当功率开关的切换频率确定以后，和电感 可据下式求得：T V, E X80 m 72 . m I。xio，x0.35 =3,腿取为3. 5mH o4. 3输出电容输出电容一般根据输出功率选取，通常每瓦约需12uF ,考虑到电路维持时间要 求，实际电容值可按下式计算：广 2几=V*.矿却式中VO 1为最低输出电压。若维持时间为34ms ,最低输出电压为350V ,则输出 电容CO应为18 0uF。4. 4开关和二极管二极管应选用高速高压肖特基二极管，反向恢复时间为35n s ,击穿电压为60 0VDC, 额定电流为3A。功率M OSF ET击穿电压为500VDC，额定电流为23A。4. 5电流取样本设计中采用 电阻采样，电流取 样电阻R s两端峰值电压不能大于1V。总峰值电 流为Ipk + 0. 5一=1.77 + 0. 5 X0. 35 = 2A故您 Z己A，实际取0.6欧姆。4. 6峰值电流限制选取峰值电流限流电阻RPK1和RPK2时，一般要考虑峰值的过载量，设过载量为0.4A ,则过载峰值电流为2. 4A ,此时过载电压为：v%=2.4x0.6=1.44V rpk“ V睛Rpia 10 K .44, gcRe =1.92A 0J/ w Ff 5=10kQ 则一，实际取1.9K欧姆5、功率因数校正技术的发展方向功率因数校正技术从早期的无源电路发展到现在的有源电路，新的拓扑和技术不断涌 现。本文主要讨论了有源功率因数校正方法。通常从以下几个方面来判断一个功率因数校正电路的优劣：功率因数的高低；输入电 流波形畸变的大小；效率和功率密度的高低；开关管应力的大小。一般要求功率因数要高， 具有良好的动态性能和稳定的输出电压，同时还要求开关损耗要小，电压应力低，开关频 率高，体积小，成本低等。而单一类型的PFC变换器要同时满足这些要求是很困难的。这 就要求采用复合类型的，在增加较少成本的条件下，尽可能满足各项要求。也可采用最优 化设计方法，使PFC变换器的某个技术或经济指标为最优或接近最优的情况下，获得该电 路的一组最优参数，并满足其他各项性能指标要求。近年来，功率因数校正技术研究的热点问题集中在以下几个方面：基于己有的原理新 拓扑结构的提出；把软开关等技术应用于PFC电路中；单级PFC稳压开关变换器的稳定性 等的研究。因此，高性能、低成本的功率因数校正技术是研究人员追求的最终目标。参考文献【1】严百平，不连续导电模式高功率因数开关电源【M】.北京：科学出版社，2000【2】陈卫昀.一种新型单级功率因数校正和变换电路【J】.电工技术杂志，1998，6.【3】 IEEE Std. 519一1992： IEEE recommended practices and requirements for harmonic control in electric power 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