模拟电子技术基础第三版课后习题答案.doc

一、（1） （2） （3） （4） （5） （6） 二、（1）A （2）C （3）C （4）B （5）A C三、UO11.3V UO20 UO31.3V UO42V UO52.3V UO62V四、UO16V UO25V五、根据PCM200mW可得：UCE40V时IC5mA，UCE30V时IC6.67mA，UCE20V时IC10mA，UCE10V时IC20mA，将改点连接成曲线，即为临界过损耗线。图略。六、1、 UOUCE2V。2、临界饱和时UCESUBE0.7V，所以 七、T1：恒流区；T2：夹断区；T3：可变电阻区。1.1（1）A C （2）A （3）C （4）A1.2不能。因为二极管的正向电流与其端电压成指数关系，当端电压为1.3V时管子会因电流过大而烧坏。 1.3 ui和uo的波形如图所示。 1.4 ui和uo的波形如图所示。 1.5 uo的波形如图所示。 1.6 ID（VUD）/R2.6mA，rDUT/ID10，IdUi/rD1mA。 1.7 （1）两只稳压管串联时可得1.4V、6.7V、8.7V和14V等四种稳压值。 （2）两只稳压管并联时可得0.7V和6V等两种稳压值。 1.8 IZMPZM/UZ25mA，RUZ/IDZ0.241.2k。 1.9 （1）当UI10V时，若UOUZ6V，则稳压管的电流为4mA，小于其最小稳定电流，所以稳压管未击穿。故 当UI15V时，由于上述同样的原因，UO5V。 当UI35V时，UOUZ5V。 （2）29mAIZM25mA，稳压管将因功耗过大而损坏。 1.10 （1）S闭合。 （2）1.11 波形如图所示。 1.12 60时ICBO32A。 1.13 选用100、ICBO10A的管子，其温度稳定性好。1.14 1.15 晶体管三个极分别为上、中、下管脚，答案如表管号T1T2T3T4T5T6上ecebcb中bbbeee下ceccbc管型PNPNPNNPNPNPPNPNPN材料SiSiSiGeGeGe 1.16 当VBB0时，T截止，uO12V。当VBB1V时，T处于放大状态。因为当VBB3V时，T处于饱和状态。因为1.17 取UCESUBE，若管子饱和，则 1.18 当uI0时，晶体管截止，稳压管击穿，uOUZ5V。 当uI5V时，晶体管饱和，uO0.1V。因为 1.19（a）可能 （b）可能 （c）不能 （d）不能，T会损坏。 （e）可能1.20 根据方程 逐点求出确定的uGS下的iD，可近似画出转移特性和输出特性。在输出特性中，将各条曲线上uGDUGS（off）的点连接起来，便为予夹断线。 1.21 1.22 过uDS为某一确定值（如15V）作垂线，读出它与各条输出特性的交点的iD值；建立iDf（uGS）坐标系，根据前面所得坐标值描点连线，便可得转移特性。 1.23 uI4V时T夹断，uI8V时T工作在恒流区，uI12V时T工作在可变电阻区。1.24 （a）可能 （b）不能 （c）不能 （d）可能 一、（1） （2） （3） （4） （5） （6） （7） 二、（a）不能。因为输入信号被VBB短路。 （b）可能 （c）不能。因为输入信号作用于基极与地之间，不能驮载在静态电压之上，必然失真。 （d）不能。晶体管将因发射结电压过大而损坏。（e）不能。因为输入信号被C2短路。 （f）不能。因为输出信号被VCC短路，恒为零。 （g）可能。 （h）不合理。因为G-S间电压将大于零。 （i）不能。因为T截止。三、（1） （2） 四、（1）A （2）C （3）B （4）B 五、（1）C，D E （2）B （3）A C D （4）A B D E （5）C （6）B C E，A D 六、 2.1 e b c 大 大 中 大 c b c 小 大 大 小 b e c 大 小 小 大 2.2（a）将VCC改为VCC 。 （b）在VCC 与基极之间加Rb。 （c）将VBB反接，且加输入耦合电容。 （d）在VBB支路加Rb，在VCC与集电极之间加Rc。 2.3 图P2.3所示各电路的交流通路；将电容开路即为直流通路，图略。 2.4空载时：IBQ20A，ICQ2mA，UCEQ6V；最大不失真输出电压峰值约为5.3V。 带载时：IBQ20A，ICQ2mA，UCEQ3V；最大不失真输出电压峰值约为2.3V。 2.5（1） （2） （3） （4） （5） （6） （7） （8） （9） （10） （11） （12）2.6 （1）6.4V （2）12V （3）0.5V （4）12V （5）12V2.7 2.8（a）饱和失真，增大Rb，减小Rc。 （b）截止失真，减小Rb 。 （c）同时出现饱和失真和截止失真，增大VCC。2.9 （a）截止失真 （b）饱和失真 （c）同时出现饱和失真和截止失真2.10 （1） （2） 2.11 空载时，2.12 2.13（1）静态及动态分析： (2) Ri增大，Ri4.1k；减小，1.92。 2.14 2.15 Q点： 动态： 2.16 2.17 图略。2.18 （1）求解Q点： （2）求解电压放大倍数和输入电阻： （3） 求解输出电阻： 2.19 (1) (2) 2.20（a）源极加电阻RS。 （b）输入端加耦合电容，漏极加电阻RD。 （c）输入端加耦合电容 （d）在Rg支路加VGG，VDD改为VDD 2.21 （1）在转移特性中作直线uGSiDRS，与转移特性的交点即为Q点；读出坐标值，得出IDQ1mA，UGSQ2V。 在输出特性中作直流负载线uDSVDDiD（RDRS），与UGSQ2V的那条输出特性曲线的交点为Q点，UDSQ3V。 （2） 2.22 （1）求Q点：UGSQVGG3V 从转移特性查得，当UGSQ3V时，IDQ1mA，UDSQVDDIDQRD5V （2）求电压放大倍数： 2.23 2.24 （a） （b） （c）NPN型管，上-集电极，中-基极，下-发射极。 （d） （e） （f）PNP型管，上-发射极，中-基极，下-集电极。 （g）NPN型管，上-集电极，中-基极，下-发射极。 一、（1） （2） （3） （4） （5） 二、（1）A A （2）D A （3）B A （4）D B （5）C B 三、（1）B D （2）C （3）A （4）A C （5）B （6）C 四、（1）IC3（UZUBEQ3）/ Re30.3mA IE1IE20.15mA（2）减小RC2。当uI0时uO0，ICQ4VEE / RC40.6mA。 3.1 （a）共射，共基 （b）共射，共射 （c）共射，共射 （d）共集，共基（e）共源，共集 （f）共基，共集 3.2 图（a） 图（b） 图（c） 图（d） 3.3 （1）（d）（e） （2）（c）（e） （3）（e） 3.4 图（a） 图（b） 3.5 图（c） 图（e） 3.6 3.7 3.8 3.9 （1） （2） uOuOUCQ11.23V 3.10 3.11 AdgmRD40 Ri3.12 Ri 3.13 3.14 （1） （2） 若Ui10mV，则Uo1V（有效值）。若R3开路，则uo0V。若R3短路，则uo11.3V（直流）。 一、（1）C （2）B （3）C （4）A （5）A 二、（1） （2） （3） （4） （5） 三、 四、（1）三级放大电路，第一级为共集-共基双端输入单端输出差分放大电路，第二级是共射放大电路，第三级是互补输出级。 （2）第一级：采用共集-共基形式，增大输入电阻，改善高频特性；利用有源负载（T5、T6）增大差模放大倍数，使单端输出电路的差模放大倍数近似等于双端输出电路的差模放大倍数，同时减小共模放大倍数。 第二级共射放大电路以T7、T8构成的复合管为放大管、以恒流源作集电极负载，增大放大倍数。 第三级加偏置电路，利用D1、D2消除交越失真。 五、（1） （2） （3） （4） （5） （6） （7） 4.1 输入级、中间级、输出级和偏置电路。 输入级为差分放大电路，中间级为共射放大电路，输出级为互补电路，偏置电路为电流源电路。 对输入级的要求：输入电阻大，温漂小，放大倍数即可能大。 对中间级的要求：放大倍数大。 对输出级的要求：带负载能力强，最大不失真输出电压即可能大。 4.2 uO 1V 10V 14V 14V -1V -10V -14V -14V 4.3 A1通用型，A2高精度型，A3高阻型，A4高速型。 4.4 4.5 4.6 4.7 在图（a）（b）所示电路中 图（a）中： 图（b）中： 4.8（1）T1和T2、组成的复合管为放大管，T5和T6为有源负载，双端输入、单端输出的差分放大电路。 （2）4.9 同题4.8。 4.10（1） （2）当有共模输入电压时，uO=0。Rc1rD，uC1uC2，因此uBE30，故uO=0。4.11 （1）C （2）C （3）B （4）A 4.12 因为UBE3UCE12UD ，UBE1UD ，UCE1UD，所以UCB0，反向电路为零，因此ICBO对输入电流影响很小。 4.13（1）因为2，所以iC2iC1iI2 。 （2） iB3iI1iC2iI1iI2 （3） 4.14 图（a）所示电路中，D1、D2使T2、T3微导通，可消除交越失真。R为电流采样电阻，D2对T2起过流保护。当T2导通时，uD3uBE2iOR uD1，未过流时iOR较小， uD3因小于开启电压而截止；过流时uD3因大于开启电压而导通，为T2基极分流。D4对T4起过流保护，原因与上述相同。 图（b）所示电路中，T4、T5使T2、T3微导通，可消除交越失真。 R2为电流采样电阻，T6对T2起过流保护。当T2导通时，uBE6uBE2iOR uBE4，未过流时iOR较小，因uBE6小于开启电压T6截止；过流时6因大于开启电压T6导通，为T2基极分流。T7对T3起过流保护，原因与上述相同。4.15 （1）为T1提供静态集电极电流、为T2提供基极电流，并为T1的有源负载。（2）T4截止。因为uB4uC1uOuRuB2uB3，uE4uO，uB4uE4。（3）T3的射极电流，在交流等效电路中等效为阻值非常大的电阻。 （4）保护电路。uBE5iOR，未过流时T5电流很小；过流时使iE550A，T5更多地为T5的基极分流。4.16 T1共射电流的放大管，T2和T3互补输出级，T4、T5、R2消除交越失失真。 4.17 （1）u11为反相输入端，u12为同相输入端。 （2）为T1和T2管的有源负载，将T1管集电极电路变化量转换到输出，使单端输出的放大倍数近似等于双端输出时的放大倍数。 （3）为T6设置静态电流，且为T6的集电极有源负载。 （4）消除交越失真。 4.18 （1）由T10、T11、T9、T8、T12、T13、R5构成。 （2）三级放大电路： T1T4共集-共基差分放大电路，T14T16共集-共射-共集电路，T23、T24互补输出级。 （3）消除交越失真。UBE23UBE24UBE20UBE19 一、（1）A （2）B A （3）B A （4）C C二、（1）静态及动态分析估算： （2）估算： （3） （4），频率特性曲线略。 三、（1）60 103 （2）10 10 （3） 5.1（1） （2） 5.2 5.3 5.4 （1）直接耦合； （2）三级； （3）当f104Hz时，135o；当f105Hz时，270o 。 5.5 5.6 （1） （2）图略。 5.7 图略。5.8 （1）（a） （2）（c） （3）（c）5.9 5.10（1）C1（RsRi）C2（RcRL），C1 : C25 : 1。 （2） 5.11 减小，因为在同样幅值的作用下，将减小，随之减小，必然减小。 fL减小，因为少了一个影响低频特性的电容。 fH减小，因为会因电压放大倍数数值的减小而减小。 5.12 5.13 （1） （2） 图略。5.14 5.15 图略。 5.16 （3）折线画法，低频段有两个拐点，f4Hz时幅频特性的斜率为40dB/十倍频，4Hzf50Hz时幅频特性的斜率为20dB/十倍频；高频段有一个拐点，f105Hz时幅频特性的斜率为40dB/十倍频。图略。 5.17 （1）Ce （2）所在回路的大于所在回路的，第二级的上限频率低。 5.18 。在折线化幅频特性中，频率小于10Hz时斜率为40dB/十倍频，频率大于105Hz时斜率为40dB/十倍频。在折线化相频特性中，f10Hz时相移为90o，f105Hz时相移为90o。 一、（1） （2） （3） （4） 二、（1）B （2）C （3）A （4）D 三、（a）电流串联负反馈。 （b）电压并联负反馈。 （c）电压串联负反馈。 （d）正反馈。 四、（1）应引入电压串联负反馈。 （2）五、因为f105Hz时，为使此时，则需 6.1 （1）B B （2）D （3）C （4）C （5）A B B A B6.2 （1）A （2）B （3）C （4）D （5）B （6）A6.3 （1） （2） （3） （4） 6.4 （a）直流负反馈 （b）交、直流正反馈 （c）直流负反馈 （d）、（e）、（f）、（g）、（h）均引入交、直流负反馈 6.5 （a）交、直流负反馈 （b）交、直流负反馈 （c）RS引入交、直流负反馈，C2引入交流正反馈。 （d）、（e）、（f）均引入交、直流负反馈。 （g）R3和R7引入直流负反馈，R4引入交、直流负反馈。 6.6 （d）电流并联负反馈 （e）电压串联负反馈 （f）电压串联负反馈 （g）电压串联负反馈 （h）电压串联负反馈 6.7 （a）电压并联负反馈 （b）电压并联负反馈 （e）电流并联负反馈 （f）电压串联负反馈 （g）电流串联负反馈 6.8 6.9 6.10（d）输入电阻减小，输出电阻增大。（e）（h）输入电阻增大，输出电阻减小。 6.11（a）输入电阻减小，输出电阻增大。 （b）输入电阻减小，输出电阻减小。（c）输入电阻增大，输出电阻增大。 （e）输入电阻减小，输出电阻增大。 （f）输入电阻增大，输出电阻减小。 （g）输入电阻增大，输出电阻增大。 6.12 电压串联负反馈 无穷大 11 11 1 14 14 16.13 若uB1= uB2增大，则产生下列过程： uB1= uB2uC1= uC2(uB4= uB5)iE4=iE5uR5(uB3)iC3uR1 uC1= uC2 6.14 （1）Af1/F500 （2）Af相对变化率为A的相对变化率的，约为0.1。6.15 6.16 UO的调节范围约为 6.17 反馈系数的上限值为60dB，即的上限值为103。 6.18 6.19 （1）引入电流串联负反馈，通过电阻Rf将三极管的发射极与T2管的栅极连接起来。（2） Rf18.5k 6.20（1）一定会产生自激振荡。因为在f103Hz时附加相移为45o，在f104Hz时附加相移约为135o，在f105Hz时附加相移约为225o，因此附加相移为180o的频 率在104Hz105Hz之间，此时，故一定会产生自激振荡。 （2）加消振电容，在晶体管T2的基极与地之间。 （3）可在晶体管T2基极和集电极之间加消振电容。因为根据密勒定理，等效在基极与地之间的电容比实际电容大得多。 6.21 （a）C2到R3，提高输入电阻，改善跟随特性。 （b）C2到R3，提高第二级跟随范围，增大放大倍数，使输出的正方向电压有可能高于电源电压。 6.22 （1） （2） （因为ro很小） （参阅P297P298） 6.23 （a）反馈放大电路的基本放大电路如下图所示，因此 整个电路的输入电阻约为（RRf /Aod）。 （b）反馈放大电路的基本放大电路如下图所示，因此 一、（1） （2） （3） （4） 二、（1）C （2）F （3）E （4）A （5）C （6）D 三、（1）带阻 （2）带通 （3）低通 （4）有源 四、 7.1 （1）反相 同相 （2）同相 反相 （3）同相 反相 （4）同相 反相 7.2 （1）同相比例 （2）反相比例 （3）微分 （4）同相求和 （5）反相求和 （6）乘方 7.3 uO1(Rf /R) uI10 uI uO2(1+Rf /R ) uI11 uI uI/V0.10.511.5uO1151014uO21.15.51114 7.4 可采用反相比例运算电路，电路形式如图P7.3(a)所示。R20k，Rf2M。 7.5 由图可知Ri50k，uM2uI。 7.6 （1）uO2 uI4V （2）uO2 uI4V （3）电路无反馈，uO14V 。 （4）uO4 uI8V 7.7 （1）1 0.4 （2）10 7.8 （a）uO2 uI12 uI25 uI3 （b）uO10 uI110 uI2uI3 （c）uO8（ uI2uI1） （d）uO20 uI120 uI240 uI3uI4 7.9 因为均有共模输入信号，所以均要求用具有高共模抑制比的集成运放。 7.10 （a）uICuI3 （b） （c） （d） 7.11 ILUZ / R20.6mA 7.12 （1）uO2uP210（ uI2uI1） uO10（1R2 /R1）（ uI2uI1）或uO10（RW /R1）（ uI2uI1） （2）uO100mV （3）uO10（10 /R1min）（ uI2maxuI1min）V=14V，R1min71k R2maxRWR1min（100.071）k9.93 k 7.13 （c） uO10（uI1uI2uI3） 7.14 当uI为常量时 若t0时uO0，则t5ms时uO10055103V2.5V。 当t15mS时，uO-100(-5)10103（2.5）V2.5V。因此输出波形为 7.15输出电压与输入电压的运算关系为uO100uI（t2t1） uIuC（t1），波形如图下所示。 7.16 （a） （b） （c） （d） 7.17 （1）uO1uOuI，uCuO， （2）uO10uIt110（1）t1V6V，故t10.6S。即经0.6秒输出电压达到6V。 7.18 7.19（1）UA7V，UB4V，UC1V，UD2V，uO2 UD 4V。（2）uO2 UDuO3 7.20 7.21 （1）上为“”，下为“” （2），所以 7.22 7.23 方框图如图7.3.9所示，N5时为5次方电路；N0.2时为5次幂电路。 7.24 （1）带阻滤波器 （2）带通滤波器 （3）低通滤波器 （4）低通滤波器 7.25 （a）高通滤波器 （b）高通滤波器 （c）带通滤波器 （d）带阻滤波器 7.26 将两个滤波器串联，图略。 7.27 7.28 uO1：高通。uO2：带通。uO2：低通。 7.29 参阅P362P363。7.30 7.31 参阅7.5节。 7.32 略。 一、（1） （2） （3） （4） 二、（a）加集电极电阻Rc及放大电路输入端的耦合电容。 （b）变压器副边与放大电路之间加耦合电容，改同铭端。 三、与相连，与相连，与相连，与相连。四、（1）正弦波振荡电路 （2）同相输入过零比较器 （3）反相输入积分运算电路 （4）同相输入滞回比较器 五、图（b）中UT0.5 UZ。六、（1）A1：滞回比较器；A2：积分运算电路。 （2） （3）（4） （5）减小R4、C、R1，增大R2。 8.1 （1） （2） （3） （4） （5） （6） 8.2 （1） （2） （3） （4） （5） （6）8.3 （1）A （2）B （3）C 8.4 （1）B A C （2）B C A （3）B 8.5 （a）可能产生正弦波振荡。因为共射放大电路输出电压和输入电压反相（A180o），而三级移相电路为超前网络，最大相移为270o，因此存在使相移为180o（F180o）的频率，即存在满足正弦波振荡相位条件的频率f0（此时AF0o）；且在ff0时有可能满足起振条件1，故可能产生正弦波振荡。（b）可能产生正弦波振荡。因为共射放大电路输出电压和输入电压反相（A180o），而三级移相电路为滞后网络，最大相移为270o，因此存在使相移为180o（F180o）的频率，即存在满足正弦波振荡相位条件的频率f0（此时AF360o）；且在ff0时有可能满足起振条件1，故可能产生正弦波振荡。8.6 （1）不能，因为不存在满足相位条件的频率。（2）可能，因为存在满足相位条件的频率，且有可能满足幅值条件。 8.7 （1）根据起振条件。 （2）求解振荡频率的范围。 8.8 （1）（2） 8.9 （1）上“”下“” （2）输出严重失真，几乎为方波。 （3）输出为零。输出为零。 （5）输出严重失真，几乎为方波。 8.10（1）在特定频率下，由A2组成的积分运算电路的输出电压超前输入电压90o，而由A1组成的电路的输出电压滞后输入电压90o，因而和互为依存条件，即存在f0满足相位条件。在参数选择合适时也满足幅值条件，故电路在两个集成运放的输出同时产生正弦和余弦信号。（2）解方程组： 可得正实根，求出。（3） UO2maxUZ6V对方程组中的第三式取模，并将代入可得，故。若uO1为正弦波，则uO2为余弦波。图略。 8.11 （a）原边线圈上端和副边线圈上端为同铭端。 （b）原边线圈上端和副边线圈下端为同铭端。 （c）原边线圈下端和副边线圈下端为同铭端。 （d）原边线圈左端和副边线圈右端为同铭端。 图略。8.12 （a）可能 （b）不能 （c）不能 （d）可能 8.13 （b）加耦合电容。 （c）加耦合电容，改同铭端。 8.14（a）选频网络：C和L；正反馈网络：C2和RW；负反馈网络：C和L。满足相位条件。 （b）选频网络：C2和L；正反馈网络：C2和L；负反馈网络：R8 。满足相位条件。 8.15 8.16 8.17 （1）A1工作在线性区（电路引入了负反馈）；A2工作在非线性区（电路仅引入了负反馈）。 （2）uO1iIR1100iI 8.18 8.19 （1）T（R1R2）C ln33.3mS （2） 8.20 三处错误：（1）集成运放“”“”接反；（2）R、C位置接反；（3）输出限幅电路无限流电阻。 8.21 ，；，；，；。 8.22 RW2滑动端在最上端 RW2滑动端在最下端8.23 （1）在A1组成的滞回比较器中： 在A2组成的积分运算电路中： 求解T1： 求解占空比： （2）波形：8.24 8.25 8.26 （1）波形 （2）求解振荡频率：首先求出电压比较器的阈值电压，然后根据振荡周期近似等于积分电路正向积分时间求出振荡周期，振荡频率是其倒数。 8.27 （1）T导通时，uN1uI /3。 T截止时， （2） （3） （4） 8.28 8.29 参照图P8.26、P8.27。8.30 参阅P451P452。8.31 参阅P448、P452P454。 一、（1）A （2）B （3）C （4）B D E （5）C 二、（1）消除交越失真。（2）最大输出功率和效率分别为 （3）R11k，故R5至少应取10.3 k。9.1 （1） （2） （3） （4） （5） （6） 9.2 （1）C （2）B （3）C （4）C （5）A 9.3 （1）最大输出功率和效率分别为 （2）最大功耗 （3）输入电压 9.4 （1）UB11.4V UB30.7V UB517.3V （2） （3）若静态时iB1iB2，则应增大R3。 （4）采用如图所示两只二极管加一个小阻值电阻合适，也可只用三只二极管。 9.5 最大输出功率和效率分别为 9.6 应引入电压并联负反馈，由输出端经反馈电阻Rf接T5管基极，图略。Rf 10 k。 9.7 功放管的最大集电极电流、最大管压降、最大功耗分别为 9.8 （1）最大不失真输出电压有效值 （2）负载电流最大值 （3）最大输出功率和效率分别为 9.9 当输出短路时，功放管的最大集电极电流和功耗分别 9.10 （1） （2）引入电压串联负反馈。信号源两端接电路的两个输入端，且将接集成运放反相输入端一端接地；通过一个电阻Rf将集成运放的反相输入端和电路的输出端连接起来。图略。 （3）根据 9.11 （1）射极电位UEVCC /212V；应调节R3。 （2）最大输出功率和效率分别为 9.12 （1）UA0.7V UB9.3V UC11.4V UD10V （2）最大输出功率和效率分别为 9.13 在图（a）所示电路中，在信号的正半周，经共射电路反相，输出级的输入为负半周，因而T2导通，电流从C4的正端经T2、地、扬声器至C4的负端；在信号的负半周，经共射电路反相，输出级的输入为正半周，因而T1导通，电流从VCC经T2、C4、扬声器至地。C2、R3起自举作用。 在图（b）所示电路中，在信号的正半周，经共射电路反相，输出级的输入为负半周，因而T3导通，电流从VCC经扬声器、C2、T3至地；在信号的负半周，经共射电路反相，输出级的输入为正半周，因而T2导通，电流从C4的正端经扬声器、T2至C4的负端。C2、R2起自举作用。 图（b）有误：T2管集电极应接VCC。 9.14 （1） （2）最大输出功率和效率分别为 9.15 （1） （2）最大输出功率和效率分别为 （3）输入电压有效值 9.16 （1）UREFVCC /27.5V uO1uO27.5V （2）最大输出功率和效率分别为 （3）输入电压有效值 9.17 同题9.16（1）、（2）。9.18 （1）OTL电路应取VCC20V，BTL电路应取VCC13V。 （2）OTL、OCL和BTL电路的最大输出功率分别为 9.19 （1）仅有负半周； （2）T1、T2将因功耗过大而损坏； （3）仅有正半周； （4）T2将因功耗过大而损坏； （5）uOVCCUBE114.3V （6）稍有交越失真。9.20 （1）无输出； （2）功放管将因功耗过大而损坏； （3）uOVCCUBE1UBE216.4V （4）正、负半周不对称，正半周幅值小； （5）稍有交越失真。 一、（1） （2） （3） （4） （5） （6） 二、（1）B （2）C （3）A （4）D三、T1，R1、R2、R3，R、DZ，T2、Rc，R0、T3； 四、（1）由于空载时稳压管流过的最大电流 所以电路不能空载。 （2）根据 根据 五、（1）UOmin1.25V （2） （3）输入电压的取值范围为 六、1接4，2接6，5接7、9，3接8、11、13，10接12。10.1 （1） （2） （3） 10.2 （1） （2） （3） （4） 10.3 （1）A （2）C （3）C （4）B 10.4 （1）D （2）C （3）A （4）A 10.5 （1） （2）整流二极管的参数为 10.6 （1）全波整流电路，波形略。 （2） （3）10.7 （1）两路输出电压分别为 UO10.45（U21U22）31.5V UO20.9U2218V （2）D1的最大反向电压 D2、D3的最大反向电压 10.8 （1）均为上“”、下“”。 （2）全波整流。 （3）UO1（AV）UO2（AV）0.9U210.9U2218V （4）UO1（AV）UO2（AV）0.45U210.45U2218V 图略。 10.9 图（a）、（b）所示电路可用于滤波，图（c）所示电路不能用于滤波。原因略。 10.10 （1）C1上电压极性为上“”下“”，数值为一倍压；C2上电压极性为右“”左“”，数值为二倍压；C3上电压极性为上“”下“”，数值为三倍压。负载电阻上为三倍压。 （2）C1上电压极性为上“”下“”，数值为一倍压；C2上电压极性为上“”下“”，数值为二倍压；C3、C4上电压极性均为右“”左“”，数值均为二倍压。负载电阻上为四倍压。 10.11 （1）因为IZmaxPZM /UZ40mA ，ILUZ /RL1030mA，所以R的取值范围为 （2）稳压系数为 10.13 （1）基准电压 URUZUBE5V （2）调整管发射极最大电流 IEmaxUBE / R0140mA （3）调整管的最大管压降和最大功耗分别为 UCEmaxUImaxUOmin20V PTmaxIEmax UCEmax2.8W10.14 （1）T1的c、e短路； （2）Rc短路； （3）R2短路； （4）T1的b、c短路； （5）R1短路。 10.15 （1）整流电路：D1D4；滤波电路：C1；调整管：T1、T2；基准电压电路： 、R、DZ；比较放大电路：A；取样电路：R1、R2、R3。 （2）上“”下“”。（3） 10.16 因为，ICIE，所以 10.17 （1）输出电压的调节范围 （2）输入电压取值范围 10.18 （a）基准电压 （b）UOUZUREF（UZ1.25）V （c） 10.19 （1）（2） 10.20 参阅图10.6.2和10.6.4。 10.21 参阅图10.6.3。 11.1 （1）由于每个集成运放均引入了负反馈，根据“虚断” 和“虚短”可得下列关系式及微分方程： （2）当参数选择合适时，输入合适uI，便可在输出得到模拟解uO。11.2 （1）A1：反相比例运算电路；A2：半波精密整流电路；A3：二阶带通滤波器；T：等效成可变电阻。 （2） （3）当参数选择合适时，若ui幅值增大导致uO增大，则rDS减小，使得uO1、uO2减小，从而使uO减小，趋于原来数值。过程简述如下： uIuOrDSuO1uO2 uO若ui幅值减小，则各物理量的变化与上述过程相反。 11.3 （1），uI增大时rDS减小。 （2）半波整流， 。波形略。（3）uO3为直流信号，因为A3组成了二阶带通滤波器，因此uO3是uO2的平均值。 uI增大时uO应增大；因为只有uO增大rDS才会减小。 （4）调零。11.4当uI变化20时，uO变化0.1。根据，此时（）变化0.5%，即变化0.5% 。 11.5 （1）A1：文氏桥振荡电路；A2：反相比例运算电路；A2：C-AC（电容-交流电压）转换电路；A4：带通滤波器。 （2） （3）参考P576。 11.6 （1） （2） （3） （4） 11.7 （1） 其余参阅11.3.4节。 11.8 （1）方框图 （2）输出电压调节范围为 因为在调节R2时，UO2的数值始终和UO1保持相等，故称之为“跟踪电源”。 11.9 （1）输出电压调节范围为 （2）根据方程组 输入电压的取值范围为22.137.5V。 （3）10.10 （1）滤波。 （2）保护W117，使电路在断电时C3有一个放电回路，而不通过W117放电。 （3）在负载电流一定时，减小A的输出电流；或者说，在A的输出电流一定时，增大负载电流。 完结