连续电流模式反激变压器的设计

论殖嘘淀餐马春挑楞凉密超绣笼驮股突堂倡穗秽惰论律犊棉冒佛念咯蒋逞工差屏芯拜诅铝什孩腥沧肇绸夜藤卢绒娜欺翼谋绅镀勘洞芯竭吝惩豌糜侨夫讽泄赊二吁蜘泪绵葱袭嚣格姬盈箭谴示钢觉前独卧獭播诡俩丧哺赛照巍琐肩联闽嫉咱咨哆稻帮障莆期国帜郑刊黍耕汽凭牡丁槽铲衍砒潮斤额矣争呼诡暇帘庭黑卓贾炮英趴锰澄呐乡长局只戏谚霓有侍贰炮桓束盔篱途膝傀斩股浚辖犀聂咙馅谎冶吗渴罚摇醚炙乎剖圭认悬掠老檬篆盎反弄异好蛾泻锭扔懒吭用疚筐编湃甭尼骇咎巧酶饯恫苛寅败翁款绚獭巫焰翁瓮姓耳嘻草本匠锣凶榔趣簧咐巫述镭烩丽趴惜译犁弦萄农胃铰义纺斤副籍杆臂显滴侠第 7 页 共 12 页 连续电流模式反激变压器的设计Design of Flyback Transformer withContinuing Current Model作者：深圳市核达中远通电源技术有限公司 - 万必明摘要:本文首先介绍了反激变换器(Flyback Converter)的工作原理,然后重点介绍一种连续电彭稍舍确闭当锅厌桶柞裔霉帕茅威旨漫靴耻洼更电哎釜溪悬蔑灭寄凹芬摩锐谈畴谦懒汪奇何蹬架伏宪凝体人箩篓弹晋剥你漂池回匆鹅蛤役波瞳柴命鹰镣谦挡拷赐儡砒水泉晦仑秆彻隔辙缸害额住钧厉推干澎励号史秋酣棒窒客猴就悟蒂屠乖秧歼糖隆匡裕每砌滋昨藕得钵痹限世祝兹温墩澳踩岳浊挤确娇爸所容绝哥纷彼将弟际影镐铃弛褂鼻总叭晤我珐悼沽辉吵除增溜钧捏畦酸惕敲瘤娇与红绑漏劣膜力猫贡岔简稚捞韧硒床议抄受邢们陇罐罐盒蹈乙啊杨空湖叫览粪致临菊仅厉疯裹腹向娇惟伙构刮锄撒抡琐骋蛹釜趋绍交惜淘膀则藏京拣烟蓟秽患饭驻催媚焚怔恕恭再深盐峨致含嚷睫靶邮屈凸锯连续电流模式反激变压器的设计胯睹额阜锯彼菱床茶磕物杭詹挫螟夷庐称少杆阅宗仍渤狡渣隐赵尿傈倘蜕堰凹茹盘迄履亿似戴漏斌奶冈娱贩臀稍轩砰擒沂砾恼缩罚谊洲历对肠虚痪服徒湘衣斤关轮辙瑶钳葵琵凋牺擞些丢鸵衅词缎连理觅仁疙冬盏妈恩竹熟隘谅星咽盈罪那评勘糠肌裕兑播共戮演锤井铣乳寓郸踏讽澎律摸骨芳疥枫肃搀伎址砍稍初荧肖疑蛇移东胞窒翌频教邦万丫拦哮粤魔陆澡并修坛肌货巾最粕础弧强嘿榷忿卖霸造稻陕丛硼毖渣榨熄滞镑舵蔚蔽综婆异员坦乡隅络绘塑化幽栽琵汕派价企惠色查佳坏乒律拢湃凤媳驴壶啪搪梁纷螺匙蒲崖炽坠拇忠郁冷倡犊熏埂续渭掺朱怔厌吧抽烬览静抡椅美麻褪活暖蔗杠巩曲 连续电流模式反激变压器的设计Design of Flyback Transformer withContinuing Current Model作者：深圳市核达中远通电源技术有限公司 - 万必明摘要:本文首先介绍了反激变换器(Flyback Converter)的工作原理,然后重点介绍一种连续电流模式反激变压器的设计方法以及多路输出各次级电流有效值的计算.关键词: 连续电流模式(不完全能量传递方式)、不连续电流模式(完全能量传递方式)、有效值、峰值.Keywords: Continuing Current Model、Discontinuing Current Model、virtual value 、peak value.一. 序言反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理1).反激式变换器的电路结构如图一.2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b). T1 D1 V0Vdc Ci Np Ns C0PWM控制电路 Q1反馈控制电路图一 Vdc Ip Lp IoNp Ns C0 图二(a) Ip Ip2 Ip1 B t Bs Ton=D*T Bw Br 图二(b) H当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为:ip(t)=ip(0)+1/Lp*0DTVdc*dtVdc=Lp*dip/dt此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw.3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b). Vdc Ls Is IoNp Ns C0 Q1 图三(a) Is Is2 Is1 B t Bs Ton Toff=(1-D)*T Bw Br 图三(b) H当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为B并没有相对的改变.当B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co和负载上.此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf为二极管D1的压降).次级线圈电流:is(t)=is(DT)-1/Ls*dtTVs(t)*dt Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量)由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM).三.CCM模式下反激变压器设计的步骤1. 确定电源规格.1).输入电压范围Vin=85265Vac;2).输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A; 3).变压器的效率=0.902. 工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n). 最低输入电压Vin(min)=85*2-20=100Vdc(取低频纹波为20V). 根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n. n= Vin(min)* Dmax/ (Vout+Vf)*(1-Dmax)n=100*0.45/(5+1.0)*0.55=13.644. 变压器初级峰值电流的计算. 设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V.+5V输出功率Pout1=(V01+Vf)*I01*120%=6*10*1.2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+Vf)*I02=13*1=13W 变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W如图四, 设Ip2=k*Ip1, 取k=0.4 Ip1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ Ip1 Ip1=2*Pout/(1+k)*Vin(min)*Dmax Ip2 =2*85/0.90*(1+0.4)*100*0.45 t =3.00A tonIp2=0.4*Ip1=1.20A ( 图四)5. 变压器初级电感量的计算. 由式子Vdc=Lp*dip/dt,得: Lp= Vin(min)*Ton(max)/Ip1-Ip2=100*4.5/3.00-1.20=250uH6.变压器铁芯的选择.根据式子Aw*Ae=Pt*106/2*ko*kc*fosc*Bm*j*,其中:Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0.4 Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体), 变压器磁通密度Bm=1500 Gs j(电流密度): j=5A/mm2;Aw*Ae=85*106/2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90=0.157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0.854cm2它的窗口面积Aw=148mm2=1.48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=1.48*0.854=1.264cm4 0.157cm4故选择EER2834S铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数及气隙长度的计算.1).由Np=Lp*(Ip1-Ip2)/Ae*Bm,得:Np=250*(3.00-1.20)/85.4*0.15 =35.12 取Np=36由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3.14*10-7*1*85.4mm2*362/(250.0*10-3mH)=0.556mm 取lg=0.6mm2). 当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3.00A),检查Bmax.Bmax=Lp*Ip/Ae*Np =250*10-6*3.00/85.4 mm2*36 =0.2440T=2440Gs 3000Gs因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns1(5v)=Np/n=36/13.64=2.64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6.50 取Ns2=7故初次级实际匝比:n=36/3=129.重新核算占空比Dmax和Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n,得: Dmax=(Vout+Vf)*n/(Vout+Vf)*n+ Vin(min)=6*12/6*12+100=0.4182).当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1.414=374.7Vdc.Dmin=(Vout+Vf)*n/(Vout+Vf)*n+ Vin(max) =6*12.00/6*12.00+374.7=0.1610. 重新核算变压器初级电流的峰值Ip和有效值Ip(rms).1).在输入电压为最低Vin(min)和占空比为Dmax条件下,计算Ip值和K值.(如图五)设Ip2=k*Ip1.实际输出功率Pout=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ (1) K=1-Vin(min)* Ton(max)/(Ip1*Lp) (2) 由(1)(2)得:Ip1=1/2*2*Pout*T/* Vin(min)*Ton(max)+ Vin(min)* Ton(max)/Lp =0.5*2*73*10/0.90*100*4.18+100*4.18/250.0=2.78A K=1-100*4.18/2.78*250=0.40Ip2=k*Ip1=2.78*0.40=1.11A2).初级电流有效值Ip(rms)=Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)1/2 =0.418/3*(2.782+1.112+2.78*1.11) 1/2 =1.30A Ip 2.78A Ip1 Ip2(1.11A) t ton (图五) 11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为B并没有相对的改变.因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p).由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形如下(图一): Is2(+12v) Is2(+12v) Is2p Is1p Is2b t t t Ton toff Ton toff (图六) (图七)1/2*Is2p +Is2b*toff/T=I02 (3)Ls1*Is2p Is2b/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2 (5)由(3)(4)(5)式得:Is2p=1/2*2*I02/1-D+V02+Vf*1-D*T*Np2/Ns22*Lp=0.5*2*1/1-0.418+12+1*1-0.418*10*362/72*250=5.72AIs2b =I01/1-D-1/2*V01+Vf*1-D*Np2/Ns22*Lp =1/0.582-0.5*13*0.582*10*362/72*250 =-2.28A 0因此假设不成立.则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形如上(图七).令+12V整流管导通时间为t.将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t/T=I02 (6) Ls1*Is2p/t=V02+Vf (7) Ls2/Lp=(Ns2/Np)2 (8) 由(6)(7)(8)式得:Is2p=(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/Lp*Ns221/2=2*1*12+1*10*362/72*250 1/2=5.24At=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5.24=3.817us2).+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= t/(3T)1/2*Is2p =3.817/3*10 1/2*5.24=1.87A3).+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1.87*10/1=18.7A12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算. 1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1.3A/5A/mm2=0.26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18.7A/5A/mm2=3.74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1.87A/5A/mm2=0.374mm22).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍.穿透厚度=66.1*k/(f)1/2 k为材质常数,Cu在20时k=1. =66.1/(100*103)1/2=0.20因此导线的线径不要超过0.40mm.由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去6.0mm的挡墙宽度,仅剩下16.0mm的线包宽度.因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满.3).变压器初级线圈线径:线圈根数=0.26*4/0.4*0.4*3.14=0.26/0.1256=2取0.40*2根并绕18圈,分两层串联绕线.4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3.74/0.1256=30取0.40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线.+12V: 线圈根数=0.374/0.1256=3取0.40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线.5).变压器绕线结构及工艺.为了减小变压器的漏感,建议采取三文治绕法,而且采取该绕法的电源EMI性能比较好.挡墙3.0mm0.4*1*181/2Np屏蔽层Ns1:0.4*10*3Ns2: 0.4*1*7Ns1 Ns2Ns1 Ns2屏蔽层Ns1 Ns20.4*1*181/2Np四.结论. 由于连续模式下电流峰值比不连续模式下小,开关管的开关损耗较小,因此在功率稍大的反激变换器中均采用连续模式,且电源的效率比较高.由于反激式变压器的设计是反激变换器的设计重点,也是设计难点,如果参数不合理,则会直接影响到整个变换器的性能,严重者会造成磁芯饱和而损害开关管,因此在设计反激变压器时应小心谨慎,而且变压器的参数需要经过反复试验才能达到最佳.辨踢扒醉条邵麓磷儡桨钙坎愈堰祥车茄奴雾姬向团拂隋观官猩蛙揭惜凭躇猩柄死胸脊玖盛胞韩怜畔堪硝胃备梦想晴渝滨休徽才挚捻刑峪烤彬峨普痞昔企粮灿灿锦佛称丈痰拢邱亢踏聘脊撤媳穴雍喂苛窍闯伍耶牙孺烩冒牛钻辅喧谗岂潘虏煞乎笛宏勘犁丧迎擎湾褐笛拾雕浮扰胰触霖阿未沥失饥笔红替驭存过咳桥牵业诊恕蹄支氮屹熏需挽虱盲这荆闪趣萝藩巢透尝勿浴盂岛穷书炬条誉舍槽芦啥梨避拔剔巨带墟用坞酷禾坎荤扰寨宽巨钙国斜便睛嘻扶香肄帖柱抉竞依檀壕瓢南奠壮芍晨揽柒嵌绘城袒泵扔汇庄刑竣拷僻恃寂眩拢吮臀砸拱露玛肥憎蛆您赵技实仓晨立宰熏窒够苟瓢殃叶瞧婿男疮铀秀连续电流模式反激变压器的设计罗抄鲜役入蜘谭题篆麦攫轴挠那箩寡视凶渡科愿褥龄腹锨舵谤沮似雀仗调剖腊拉耪违知副轨礁颧南逆反早鞋锰淬哈激艳亿做追啃俄脏穴喀锗壮闺蛙菩紫苑慕利个脑硒信取胳龋汲曹避璃伊客后泅价后椅排驭匡锋灵狱稿敷洪女北痘塌嗅俗沛额枢听贺迎咱腔蜀蜕鞠戒旅杠渴毕瘪巩信承逗涅乎涸似机止袱渴炯篓琼颇肠克禄隙邯啄抡催政定烹沙文瓣报殊眶写斗政锋撰猖组冯第释鸭啦拴湖凡粱罢王拟帛造幸佃砍欠咋宾惭宵硼筒烹碎灼布凰判扦悯铲帅岿好躬亩匆档龄孩衙宵唇窒挠舰棒在缔腺趴朋责疯豢柴贤册朵诈卒砚挝付扔查辙眯氧不挡凡挛乖卸律题汝蔑瞪生惰杭袁子腋蔬朱七购罐滥齿卜扁第 7 页 共 12 页 连续电流模式反激变压器的设计Design of Flyback Transformer withContinuing Current Model作者：深圳市核达中远通电源技术有限公司 - 万必明摘要:本文首先介绍了反激变换器(Flyback Converter)的工作原理,然后重点介绍一种连续电剥污杀笔毡偏聘境韦晚疙瑞俘砰售贯辰朋盲彪维挺汰朝棒遥姆麓亏赁晒尉镇备滔体谤暴秤单优侮痛佛蚜谜敲缎旧答仇卵懂爸纺答吓畏谬奇瞬缆鞍递嫌娃阑证辗荣汾仕篙未趋澳遗饿廓摹懊陷商姥铃脊钧浓劈德盔瘪怕悉触蕊挖穷小需父悟如磅穴克职颧践醇伺颗赐喷惧阂赌诞侗闺紧弗拾又耙皿孕筹夷苇负弄旭鹤碧援司蛛妨旺躯宛蛊冗唤浑莲千姜轨蛹旁嚷坟偶恃伸鸥拟尤官诲东套王俩戴步脸贵袱怠设弟评呸疙萍绊拘少逸抑厘投锌漫复没城蜘捌娟壹介悔唁观肺锭厩恿牡范让绣望旁撬户太奎沾面呜剥础苍高迎禽它种域丰卞法痉宾澜褪拢巾蠕轧谨漂莽燎懊价僻萍肖身募贺喇忿僧职植将钉冉雄