毕业设计（论文）-MOS管应用基础研究

武汉理工大学毕业设计（论文）MOS管应用基础研究 学院（系）： 自动化学院 专业班级： 电气0906班 学生姓名： 指导教师： 目 录摘 要IABSTRACTII第1章 绪论11.1 本文的研究目的及意义11.2 MOS管的研究现状及发展前景21.3本文主要工作4第2章 MOS管特性分析52.1MOS管结构及特性介绍52.2重要参数介绍82.3开关特性102.4功率损耗13第3章 MOS管的建模与仿真163.1 MOS管数学模型的建立163.1.1参数计算163.1.2模型选择分析173.1.3仿真建模183.2 boost电路的实现及相关验证193.2.1实验电路参数计算193.2.2实验结果分析203.2.3 探究所建模型对电路影响22第4章 MOS管驱动电路的设计及保护254.1 MOS管驱动电路的设计254.1.1驱动电路介绍254.1.2驱动电路选择及参数选型284.2 MOS管驱动保护电路的研究284.2.1过电流保护284.2.2过电压保护30第5章结束语32致 谢33参考文献34摘 要MOSFET具有输入阻抗高、开关速度快、安全工作区宽以及热稳定性好等特点，广泛地应用于开关电源等领域。本文较系统地分析了MOSFET的结构、特性及开关过程。运用Matlab软件重点构建了MOS管的数学模型，并做了相关的验证与比较。阐述了几种MOS管的驱动电路，及相应保护电路。 本文首先叙述了MOSFET管的研究前景及论文目的，并对其类型、特性、关键参数、导通关断过程等做了较为详细的介绍。接着讨论了如何利用MATLAB构建MOS管的仿真模型，并进行了相关的计算。然后查阅相关资料，利用boost电路做了验证。最后，选择并设计了相应驱动电路，并讨论了过电流电压的保护。关键词：MOSFET管，建模，驱动电路，boost电路ABSTRACTMOSFET has high input impedance, fast switching speed, wide work area and thermal stability is good wait for a characteristic, widely used in switching power supply, etc.This paper systematically analyzes the structure, features and MOSFET switching process. Using the Matlab software key constructs the mathematical model of the MOS tube, and it do the related validation and comparison.It expounds several kinds of drive circuit of MOS tube, and the corresponding protection circuit.This paper first describes the research prospect of MOSFET tube and paper, and the types, features, key parameters, guide clearance process and made a detailed introduction. Then it cussed how to use MATLAB to build simulation model of MOS tube, and the relevant calculation. Access to relevant information, then select and design the corresponding driver circuit. The use of the boost circuit to do the validation, and it discuss the voltage over current protection.Key words: MOSFET，modeling，diver circuit，the boost circuitII武汉理工大学毕业设计（论文）第1章 绪论1.1 本文的研究目的及意义现代电力电子技术对航天、通信、计算机、家用电器等高科技产业中至关重要，已发展成为一门独立的学科，其应用领域几乎涉及到国民经济的各个产业部门。电力半导体器件作为电力电子技术中一个重要的分支，近十年来取得了快速的发展。特别是电力半导体器件高频化极大促进了高频电力电子技术的发展，进一步拓宽了其应用领域。自从二十世纪五十年代末，第一只晶闸管问世以来，电力电子技术开始登上现代电气传动技术舞台，以此为基础开发的可控硅整流器装置，是电气传动领域的一次革命，使得电能的变换和控制从旋转变流机组和静止离子变流器进入由电力电子器件构成的变流器时代，这标志着电力电子的诞生。进入二十世纪七十年代晶闸管开始形成由低电压小电流到高电压大电流的系列产品，普通晶闸管等的半控型器件，被称为第一代电力电子器件。随着电力电子技术理论研究和制造工艺水平的不断提高，电力电子器件在容量和结构等方面有了很大发展，先后研制出GTR、GTO、功率MOSFET等自关断全控型第二代电力电子器件。而以绝缘栅双极晶体管IGBT为代表的第三代电力电子器件，开始向大容量、高频率、响应速度快、低功耗等方向发展。进入二十一世纪，随着电力半导体器件与集成电路愈来愈密切的结合，出现了SMART功率器件，智能功率模块IPM等将一个或者多个功率器件与其驱动、保护等电路集成在一个硅片上或者一个模块中，形成功率集成（PIC）的设计思路。随着功率集成电路的发展，在系统级芯片(SoC)和SPIC的基础上又提出了功率系统级芯片 (Power System on Chip，简称PSoC)的概念，使SoC的电流处理能力更高，电路的功耗也明显增大1。因此，复合化、标准模块化、智能化、功率集成是电力电子器件未来发展的几个主要方向。功率MOS场效应晶体管是在MOS集成电路工艺基础上发展起来的新一代电力电子开关器件，在微电子工艺基础上实现电力设备高功率大电流的要求。自从垂直导电双扩散VDMOS (Vertical Double-diffused Metal Oxide Semiconductor)结构诞生以来，功率MOSFET得到了迅速发展。由于VDMOS具有高输入阻抗、低驱动功率、高开关速度、优越的频率特性、以及很好的热稳定性等特点，因此它广泛地应用于开关电源、汽车电子、马达驱动、工业控制，电机调速、音频放大、高频振荡器、不间断电源、节能灯、逆变器等各种领域1。1.2 MOS管的研究现状及发展前景功率MOSFET发展了二十年，取得了长足的进步，由LDMOS结构起步，经历了VVMOS、VUMOS、VDMOS、EXTFET等结构的演化，目前仍以VDMOS结构为主，占据着高频、小功率领域的应用市场。对于低压器件，人们一方面希望缩小芯片面积，节约成本，另一方面想方设法降低导通电阻；对于高压器件，希望外延层在保持高击穿电压的前提下，降低导通电阻。因此降低导通电阻是提高VDMOS性能的主要标志。由于VDMOS的高输入阻抗、低导通电阻、高开关速度等一系列优势，因此在小功率开关半导体市场上占有统治地位。尽管如此，由于便携式设备及无线通信对功耗要求越来越低，因此减小导通电阻、降低功耗是功率MOSFET研发的首要任务。目前，通过采用先进的沟槽工艺和封装技术，在降低导通电阻和缩小芯片面积方面取得了巨大的进步，特别是50V以下的功率MOSFET。对于低压器件，沟道电阻占了其中绝大部分。降低沟道电阻只能加大栅压，然而这样必然会加大开关功耗，因此研究人员把目光放在提高元胞密度上。对于普通VDMOS结构而言，现代技术进步已经达到了缩小VDMOS元胞尺寸而无法降低导通电阻的程度，主要原因是由于JFET颈区电阻的限制，即使采用更小的光刻尺寸，特征导通电阻也难以降低。沟槽结构可以有效解决这个问题14。通过采用在存储器存储电容制备工艺中发明的沟槽刻蚀技术，导电沟道从横向变为纵向，相比普通结构消除了JFET颈区电阻，大大增大了元胞密度，提高了功率半导体器件的电流处理能力。正基于此，在上世纪九十年代，随着对低压功率MOSFET导通电阻要求的提高和刻蚀技术的进步，沟槽MOSFET逐渐走向市场。1991年，一种阻断电压为55V的沟槽DMOS研制成功，比此前报道的普通DMOS导通电阻降低了2.6倍15。研究人员进一步发现当沟槽延伸到N+漏区，由于槽侧壁形成的积累层，在N+漏区提高了沟道处的载流子扩散能力，其特征电阻能够进一步减小13。同时，简化工艺与进一步增加元胞密度也是沟槽技术的重要发展方向。2004年报道了一种仅用三层掩膜版(槽、多晶、金属)，采用spacer隔离层作为反应离子刻蚀的掩蔽膜，以实现窄槽高纵横比刻蚀，缩小了沟槽的宽度16。用这种方法制成的DMOS在击穿电压43V的条件下，元胞密度达到每平方英寸1.3亿个，特征电阻达到0.28mcm2.台交大最近提出了一种全自对准工艺7，通过沟槽回刻及斜角离子注入的方法，在0.6m工艺上能实现每平方英寸2.86亿个元胞，在35V阻断电压条件下特征电阻仅为0.21mcm2。 近年来微电子技术从亚微米向深亚微米转移也给功率器件发展带来了契机，飞利浦公司与比利时IMEC研究中心合作研制出槽宽仅为0.18m，阻断电压20V，导通电阻为0.040.21mcm2 的沟槽MOSFET18。然而沟槽技术的引入，带来了较大的栅漏密勒电容问题，因此如何降低栅极电荷即沟槽底部电荷，从而简化驱动电路设计受到了足够的重视。在沟槽底部生长厚氧化层是一个理想的解决方案，最近提出了一种底部呈W形状的门极，可以进一步减小栅极电荷。同时由于沟槽槽底拐角处电场过于集中，易于击穿，因此这一技术主要应用于低压领域。总之，沟槽MOSFET由于其较低的导通电阻，是一种应用前景很好的功率器件，在DC-DC转换、电池管理、电机驱动等应用方面有着显著的优势。据Si击穿电压与掺杂浓度呈2.5次方的关系9，在高压领域，VDMOS导通电阻会随着电压升高而急剧增大，导通电阻主要取决与漂移区电阻，约占全部电阻的70%以上，因此高击穿电压与低导通电阻具有难以调和的矛盾。然而可喜的是，由于制造工艺技术的进步，新型超结结构的引入打破了过去的理论极限。1988年飞利浦美国公司的D.J.Coe申请美国专利，第一次提出在横向高压MOSFET(LDMOSFET)结构中采用交替的p柱区和n柱区结构代替传统功率器件中低掺杂漂移区作电压支持层的方法10。1993年电子科技大学的陈星弼教授指出，在纵向功率器件中采用多个p柱区和n柱区结构作为漂移层的思想，称其为“复合缓冲层”并申请了美国专利11。1995年西门子公司的J.Tihanyi申请美国专利，提出了类似的思路和应用12。1997年Tatsuhiko等人在对上述概念的总结下，提出了“超结理论”(Superjunction Theory)13。此后“超结”这一概念被众多器件研究者所引用，并且得到进一步的验证。SJ MOSFET处于阻断状态下，由于p-柱区和n-柱区的电荷补偿，使得在较小的漏极电压下，整个耐压层便完全耗尽，类似于一个本征耐压层，提高了器件的击穿电压。SJ MOSFET处于导通状态时，源区的电子通过沟道进入n柱区，然后垂直流入n+ 衬底，从而形成由漏到源的电流。与常规功率MOSFET相比，采用超结作为MOSFET的耐压层后，在保证电荷平衡的前提下，n柱区的浓度可以提高约一个数量级，可以大大降低导通电阻。超结理论提出后，立即成为研究的热点，特别是由于p柱与n柱的电荷补偿程度决定了耐压的高低，因此超结的技术难点在于p柱的实现与精确控制，以及解决超结技术高成本和工艺复杂性。英飞凌在推出的新一代的功率MOSFET(CoolMOS)中，把离子注入与外延生长的次数从六次降到了三次，更在2004年国际功率器件会议上提出了通过特制的掩膜版分五次不同能量等级的离子注入形成32mm深结的新方法，省去了多次淀积外延层的复杂步骤14。新加坡国立大学研制了一种新型的PFVDMOS，通过开槽淀积的方法实现p柱的制造，并在p柱和n柱之间生长一层薄氧化层，解决了两者杂质的相互扩散问题15。他们研制的另一种OBVDMOS，把p柱作为了一个可调制电极，进一步降低了导通电阻16。利用超结技术制造的VDMOS能达到几千瓦的输出功率，同时在低压领域有高效的利用，如充电器、线路适配器、辅助电源等。和VDMOS相比，SJ MOSFET有着更为优越的特性，但是其超结工艺成本高昂，而且柱区很难达到理想的电荷平衡。因此，如何降低工艺成本，保持实现柱区完全的电荷平衡是SJ MOSFET要解决的问题。1.3本文主要工作本文以600V/10kW boost电路为例，利用MATLAB软件对MOS管的相关特性进行的模拟。主要研究了MOS管各寄生元件对电路的影响，并利用分立元件构建了MOS管的仿真模型。然后，对MOS管驱动电路进行了相关研究。最后，结合仿真中出现的问题，讨论了有关的保护电路。各章内容安排安排如下：第一章：绪论。综述功率MOSFET的国内外发展概况，应用前景及研究意义，并对本论文的主要工作进行了概述。第二章，阐述了功率MOSFET相关的理论知识，参数计算，并进行了仿真。第三章，主要介绍了两三种常见的MOS管驱动电路，并对其特点进行了分别阐述。同时，也对其保护电路做了简要介绍。第四章，结论，对全文进行总结，提出下一步的工作设想。38第2章 MOS管特性分析双极晶体管和场效应晶体管有着相同的工作原理。从根本上说,，两种类型晶体管均是电荷控制元件，即它们的输出电流和控制极半导体内的电荷量成比例。当这些器件被用作开关时，两者必须和低阻抗源极的拉电流和灌电流分开，用以为控制极电荷提供快速的注入和释放。从这点看，MOS-FET在不断的开关，当速度可以和双极晶体管相比拟时，它被驱动的将十分的激烈。理论上讲，双极晶体管和MOSFET的开关速度是基本相同的，这取决与载流子穿过半导体所需的时间。在功率器件的典型值为20 200皮秒，但这个时间和器件的尺寸大小有关。与双极结型晶体管相比，MOSFET在数字技术应用和功率应用上的普及和发展得益于它的两个优点。优点之一就是在高频率开关应用中MOSFET使用比较方便。MOSFET更加容易被驱动，这是因为它的控制极和电流传导区是隔离开的，因此不需要一个持续的电流来控制。一旦MOSFET导通后，它的驱动电流几乎为0。另外，在MOSFET中，控制电荷的积累和存留时间也大大的减小了。这基本解决了设计中导通电压降（和多余的控制电荷成反比）和关断时间之间的矛盾。因此，MOSFET技术以其更加简单的、高效的驱动电路使它比晶体管设备具有更大的经济效益。此外，有必要突出强调下，尤其是在电源应用上，MOSFET本身具有阻抗特性。MOSFET漏源端的电压降和流经半导体的电流成线性关系。这种线性关系,以MOSFET的RDS(on)表现出来，即导通阻抗。对于一个给定的栅源电压和温度的器件，其导通阻抗是恒定的。和p-n结-2.2mV/的温度系数相反，MOSFET有一个正的温度系数，约为0.7% / 到1%/。MOSFET的这一正温度系数使得它成为在大功率电源应用的并联工作（由于使用一个器件是不实际或不可能的）上的理想选择。由于MOSFET较好的温度系数，并联的管子通常是均分电流。电流的均分是自动实现的，这是因为它的温度系数作为一个缓慢的负反馈系统。当电流较大时设备温度将会升高，但是不要忘记源漏极间的电压是不变的，温度升高将会使源漏极间电阻变大，增大的电阻又会使电流减小，因此管子的温度又会下降。最后，会达到一个动态平衡，并联的管子都通过相同的电流。在电流分配中，源漏极导通电阻的初始值和有不同温度特性的结电阻在均分电流时将会引起较大的误差，最高可达30%。2.1MOS管结构及特性介绍图2.1、2.2、2.3所示场效晶体管也有三个电极：栅极（控制极）G(Gate)、漏极D(Drain)和源极S(Source)，由栅极电位控制漏、源极之间的导电性或等效电阻，使场效晶体管处于截止或导通状态。场效晶体管有两大类：结型场效晶体管和绝缘栅型场效晶体管。结型场效晶体管是利用PN结反向电压对耗尽层厚度的控制来改变漏极、源极之间导电沟道的宽度，从而控制漏、源极之间的导电性、等效电阻和电流的大小。绝缘栅场效晶体管则是利用栅极、源极之间电压形成电场来改变半导体表面感生电荷的多少、改变导电沟道的导电能力和等效电阻，从而控制漏极和源极之间的导电电流，因此，绝缘栅场效晶体管又称为表面场效晶体管4。图2.1 MOS管的结构 图2.2 P沟道MOS管 图2.3 N沟道MOS管图2.4 MOS管的转移特性 图2.5 MOS管的输出特性图2.1示出了一种最常用的绝缘栅型金属氧化物半导体场效晶体管MOSFET（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）的基本结构、符号和外接电路。图2.1示出了MOSFET器件的三个电极：栅极（控制极）G、漏极D 和源极S。它是以一块杂质浓度低的P型硅材料作衬底，其上有两处高掺杂的N 型区N1、N2（自由电子多）并分别引出作为源极S和漏极D。相互隔离的两个N 区的表面覆盖着金属氧化物SiO2绝缘层，栅极G与两个N 区被SiO2 绝缘隔开，故G被称为绝缘栅极。N1为漏极D，N2 为源极S，N1、N2之间是P型半导体。当图2.2中漏源极间电压 为零、栅源极之间电压也为零时，N型半导体与P型半导体之间要形成PN结空间电荷区（耗尽层）阻挡层，此时GS之间和DS之间都是绝缘的。当漏 源极之间有外加电压 时，如果栅源极外加电压 0，由于漏极D（）与源极S（）之间是两个背靠背的PN结，无论 是正电压还是负电压，都有一个PN结反偏，故漏源极之间也不可能导电。当栅源极之间外加正向电压 0时，在GP之间形成电场，在电场力的作用下，P区的电子移近G极，或者说G极的正电位吸引P区的电子至邻近栅极的一侧，当 增大到超过某一值 值时， 和 中间地区靠近G极处被G极正电位所吸引的电子数超过该处的空穴数以后，栅极下面原空穴多的P型半导体表面就变成电子数目多的N型半导体表层，栅极下由栅图2.1MOSFET基本结构、符号、外接电路及特性曲线极正电位所形成的这个N型半导体表层感生了大量的电子载流子，形成一个电子浓度很高的沟道（称为N沟道），这个沟道将 和 两个N区连在一起，又使这个被反偏的PN结消失，成为漏极D和源极S之间的导电沟道，一旦漏 源之间也有正向电压，就会形成漏极电流。开始出现导电沟道的栅源电压称为开启电压，一般约为24V。在 0时， 不能产生电流，0，仅在增大到 以后，才使GP之间的外电场增强，形成自由电子导电沟道，才能产生漏极电流 ，故称这种半导体器件为N沟道增强型绝缘栅金属氧化物电力场效晶体管，简写为MOSFET，简称为电力场效晶体管或场效晶体管。这种场效晶体管依靠栅极正电位形成电场，在漏极D与源极S之间感应产生表面电荷，形成导电沟道，导电沟道的导电性即漏极D和源极S之间的等效导电电阻由栅极源极电压 控制。改变栅极G和源极S之间外加电压 ，即可控制漏极电流 ，这种控制作用又称为电导调制效应4。在图2.2所示电路中，N沟道增强型MOSFET的工作情况可用其转移特性和输出特性表述：转移特性漏极电流与栅源电压 之间的关系称为MOSFET的转移特性。如图2.2所示，图中特性曲线的斜率 表示MOSFET的栅极电压对漏极电流的控制能力。MOSFET是电压型场控制器件，绝缘栅极的输入电阻很高可等效为一个电容，故在突加 时，需要不大的输入电流，而后， 0，形成电场，但栅极电流基本上为零，因此MOSFET驱动功率很小。典型MOSFET的开启电压24V， 越高，通态时MOSFET的等效电阻越小，管压降也越小，为保证通态时漏源极之间的等效电阻、管压降尽可能小，栅极电压通常设计为1020V。输出特性MOSFET的输出特性是在一定的时，其漏极电流 与漏源电压 之间的关系曲线，如图2.5所示，这类似于图2.3所示的双极结型晶体管的输出特性。当 （开启电压）时，MOSFET处于截止状态（断态）。当 超过击穿折转电压时，器件将击穿，使 急剧增大。当 ，例如在图2.5中，当 8V时，在8V 所形成的电场作用下，MOSFET中感应一定的电子载流子，随着从零上升至E点，漏极正电位对电子载流子的吸引力越来越强，所形成的漏极电流 随的增大而线性上升至E点，此后从转折点E开始，由于 已经较大，它几乎已吸引了8V时在导电沟道中能感应的所有电子载流子，故 再增大时， 恒定不变，直到8V 的S点时，MOSFET被击穿， 急剧加大（使用中应防止这种情况出现）。 8V 时的输出特性为OES。同理， 从8V增大到10V时，输出特性为OEWQ。输出特性为线性上升直线OT时， 一般很小，MOSFET的等效电阻 很小，且恒定不变。OT线是最小电阻线，在转折点E之后的水平线段ES， 上升时 不变，MOSFET等效电阻 随 线性增大，且 与 成正比而与 无关。因此工作在这一区域的MOSFET可将输入电压 信号变换为漏极电路的负载电流，从而作为信号功率放大器件使用。在电力电子变换电路中MOSFET仅作为开关器件使用，当要求它处于断态而阻断电路时，应使外加栅源电压0，甚至为负电压，使其可靠地截止。当要求它处于通态而接通电路时，应外加栅源电压 大于图2.5中负载线AH(由电源电压和负载电阻 决定）与最小电阻线OT的交点所确定的临界栅 源电压 。例如图2.5中当 8V时，工作点为E，这时MOSFET的等效电阻 为ORRE最小，最小，因而MOSFET近乎通态，功耗也很小4。2.2重要参数介绍当MOSFET工作在开关状态下，目标是在可能的最短时间内实现器件在最低阻抗和最高阻抗之间的切换。由于MOSFET实际的开关时间（10ns60ns）至少比理论开关时间（50ps200ps）大23个数量级，因此有必要了解其差异。参考图2.1中MOSFET的模型，可以发现所有的模型在器件的三端之间都连有一个等效电容。毫无疑问，开关速度和性能决定于这三个电容上电压变化的快慢。因此，在高速开关应用中，器件的寄生电容是一个重要的参数。 电容CGS和电容CGD与器件的实际几何尺寸有关，而电容CDS是寄生在双集晶体管的基集二极管间的电容。电容CGS是由于源极和栅极形成的沟道区域的重叠形成的。它的值由器件实际的区域几何尺寸决定而且在不同的工作条件下保持不变。电容CGD由两个因素决定。一是耗尽层（是非线性的）的电容；二是JFET区域和栅极的重叠。等效电容CGD是器件漏源极电压的函数，大致可用下面公式计算得到： （2.1）电容CDS也是非线性的，这是由于它是体二极管的结电容。它和电压间关系为： （2.2）不幸的是，上述的所有电容在器件的资料表中均未涉及和说明。它们的值由Ciss（栅短路共源输入电容）、Crss（栅短路共源反向传输电容）、Coss（栅短路共源输出电容）间接给出，而且必须用下列公式计算： （2.3） （2.4） （2.5）在开关应用中，电容CGD会引起其他复杂问题，这是由于它处于器件输入与输出间的反馈回路中。因此，它在开关应用中有效值可能会很大，它的值取决于MOSFET的漏源极电压。这种现象被称为“Miller”效应，而且可以用下式表示： （2.6）由于电容CGD和CGS是和电压有关的，因此只有把测试条件列出来时，那些资料中的数据才是有效的。对于一个确定的应用，有关的平均电容值必须由计算得来，而计算是基于建立于实际电压所需要的电荷。对于大多数的功率MOSFET来说，下面公式将会十分有用： （2.7） （2.8）下一个将要谈及的重要的参数是栅极网格阻抗，Rg,I。这个寄生阻抗描述了器件内部栅极信号分配与阻抗之间的联系。在高速开关应用中它的重要性尤为突出，因为它介于驱动和器件输入电容之间，直接影响MOSFET的开关时间和dv/dt 能力。在工业生产中已经意识到这个问题，实际中的高速MOSFET器件如RF MOSFET在栅极信号分配中使用金属栅极用来代替高阻抗的硅栅极。在资料表中阻抗Rg,I并没有指明，但在实际的应用中它可能是器件一个十分重要的特性。在这篇文章的后面，展示了通过使用阻抗电桥采用一种典型的测量装置来确定栅极内部阻抗值。很明显，栅极阈值电压也是一个临界特性。有必要注意一下，在器件资料表中VTH(开启电压)的值是指在25，而且在漏极电流很小的情况下，电流典型值是250uA。因此，它并不等同于被大家公认的栅极开关波形的Miller平坦区。关于开启电压VTH的另一个很少提到的是约为-7mV/的温度系数，在MOSFET逻辑电平栅极电路驱动中它有着尤为重要的意义，它的开启电压VTH比在正常的测试条件下已经变低了。由于MOS FET工作在较高的温度，栅极驱动设计必须中适当的考虑到在截止时较低的开启电压。场效应晶体管的跨导是线性工作区中小信号的增益。有必要指出在管子每次导通或截止时，都要必须经过线性工作区，此时的电流取决于栅源电压。正向跨导gfs，反映了漏极电流和栅源电压之间的小信号关系，具体关系如下： （2.9）因此，MOSFET在线性区的最大电流公式为： （2.10） 变换VGS，Miller平坦区电压可近似写成漏极电流的函数： （2.11）其他重要的参数如LD-漏极电感和Ls-源极电感在开关性能中也有显著的限制。典型的LD和Ls值会在器件资料单中列出，而且他们的值主要和器件的封装类型有关。它们的影响通常可以和外部寄生元件（通常和布局和外电路因素如漏电感、检测电阻等等）一同分析。完整的，外部系列栅极电阻和MOSFET的输出阻抗在高速栅极驱动设计中是决定性的因素，因为它们在开关速度和最终开关损耗上有着深远的意义。双向DC-DC变换器在正向工作模式下，功率由低压侧流向高压侧，由蓄电池向负载或直流总线供电，输出一个稳定的直流电压。通过分析ZVS双向隔离型DC-DC变换器的工作原理，了解主电路工作过程中电路各支路电压电流的变化情况以及电容电感的充放电情况，可以加深对电路功能的理解，同时了解该变换器的主要特性，如软开关技术，移相PWM控制技术等。在分析变换器正向工作模式下的工作原理之前，先作如下假设418：变换器已经达到稳定工作状态；电路中的开关器件选用MOSFET管，其可看作是理想开关管并联一个体内寄生二极管和一个寄生电容元件；变压器的激磁电感值非常大，因此激磁电流很小，相当于断路；变压器漏感Ls为隔离变压器原、副边漏感值的折算到一次侧的和；不计半导体的管压降和二极管的反向恢复电流。2.3开关特性首先，阐述MOS管的导通过程。MOSFET的导通过程可分为如图2.2的个阶段。第一个阶段：输入电容从0开始充电到Vth,在这个过程，栅极绝大部分电流都用来给电容CGS充电，也有很小的电流流过电容CGS。当电容CGS的电压增加到门的极限时，它的电压就会有稍微的减小。这个过程称为导通延迟，这是因为此时器件的漏极电流和漏极电压均未发生变化。图2.6 MOS管的导通过程当栅极电压达到开启电压时，MOSFET处于微导通状态。在第二个阶段，栅极电压从Vth上升到Miller平坦区，即VGS,Miller。这是器件的线性工作区，电流和栅极电压成正比。在栅极的一侧，电流如第一阶段一样流入电容CGS和CGD，电容VGS的的电压将会不断升高。在器件的输出端，漏极电流也不断变大，但是漏源电压基本不变，保持先前水平(VDS,OFF )。这从图2.6可以看出来。当所有电流都流入MOSFET而且二极管完全截止（pn结能承受反向电压）后，漏极电压必须保持在输出电压水平。进入导通过程的第三个阶段，栅极电压（VGS,Miller）已经足够使漏极电流全部通过，而且整流二极管处于完全截止状态。现在允许漏极电压下降。在器件漏极电压下降过程中，栅源电压保持不变。这就是栅极电压波形的Miller平坦区。从驱动得到的可用的所有栅极电流通过电容CGD放电，这将加快漏源电压变化。而漏极电流几乎不变，这是由于此刻它受外部电路（即直流电流源）限制。最后一个阶段MOSFET沟道增强，处于完全导通状态，这得益于栅极的电压已经足够高。最终的VGS电压幅度将决定器件最终导通阻抗。因此，在第四个阶段，电压VGS从Miller平坦区增大到其最大值VDRV。这由于电容CGS和CGD的充电完成，因此栅极电流被分成这两部分。在这两个电容充电过程中，漏极电流保持不变，漏源电压也随着导通阻抗的减小而慢慢的减小。然后，本文介绍MOS管关断过程。MOSFET的关断过程恰好和它的导通过程相反。电压VGS从VDRV开始，电流从最大负载电流IDC开始。漏源电压由MOSFET的电流IDC和导通阻抗决定。图2.7完全显示了关断的四个阶段。第一个阶段是关断延迟，这阶段需要电容CISS从最初值电压放电到Miller平坦区水平。这期间栅极电流由电容CISS提供，而且它流入MOSFET的电容CGS和CGD。器件的漏极电压随着过载电压的减小而略微的增大。此阶段漏极电流几乎不变。在第二个阶段，管子的漏源电压从IDCRDS(On)增加到最终值（VDS(off)）,由图2.1可知它是由整流二极管强制决定的。在这一阶段，即相当于栅极电压波形的Miller平坦区，栅极电流完全是电容CGD的充电电流因为栅源电压是不变的。这个电流由电源级的旁路电容提供而且它是从漏极电流减掉的。总的漏极电流仍然等于负载电流，也就是直流电源表示的感应电流。二极管的导通预示着第三个阶段的开始，二极管给负载电流提供另一通路。栅极电压从VGS,Miller降到Vth。大部分的栅极电流来自于电容CGS，因为事实上电容CGD在前一个阶段是充满电的。MOSFET处于线性工作区，而且栅源电压的降低将会导致漏极电流的减小，在这个阶段的最后漏极电流几乎达到0。与此同时，由于整流二极管的正向偏置漏极电压将维持在VDS(off)。截止过程的最后一个阶段是器件的输入电容完全放电。电压VGS进一步减小到0。占栅极电流较大比例部分的电流，和截止过程的第三阶段一样，由电容CGS提供。器件的漏极电流和漏极电压保持不变。综合上述结论，可以总结为：在四个阶段（无论是导通还是关断）里，场效应晶体管可在最大阻抗和最小阻抗间变换。四个阶段的时间是寄生电容、所需电压变化、栅极驱动电流的函数。这就突出了在高速、高频开关应用设计中器件选择部分和栅极最适合工作条件的重要性。MOSFET典型的开启延迟时间、关断延迟时间、上升沿时间、下降沿时间会在资料表中列出。不幸的是，这些数据适用于特殊的测试条件而对于有阻抗的负载，不同厂家的产品使得比较变得困难。而且，实际开关应用中呈感性的负载的数据和资料表上给的又是有很大差别。图2.7 MOS管的关断过程2.4功率损耗MOSFET在电源应用中作为开关用时将会导致一些不可避免的损耗，这些损耗可以分为两类。这两类中较为简单的是器件栅极驱动损耗。如前所述，MOSFET的导通和截止过程包括电容CISS的充电和放电。当电容上的电压发生变化时，一定量的电荷就会发生转移。需要一定量的电荷使栅极电压在0和VDRV之间变化，这在资料表中的栅极电压-电荷曲线表现出来。图2.8是一个示例。这个图表曲线给出了一个栅极电荷与栅极驱动电压成函数关系的在最恶劣条件下相对精确的估计。常用来生成这些曲线的参数是器件漏源截止电压。VDS(off)影响Miller电荷（曲线中平坦曲线下面部分），也即，在整个开关周期中所需的总电荷。在图2.4中一旦得到了栅极总电荷，那么栅极电荷损耗就可用下面公式计算： （2.12）图2.8 变化曲线式中VDRV是栅极驱动波形的幅度，fDRV是栅极驱动的频率（这个频率通常情况等于开关频率）。值得注意在这个公式中的QGfDRV项，它给出了驱动栅极所需的平均偏置电流。驱动MOSFET的栅极损耗在了栅极的驱动电路上。参看图2.6和图2.7，损耗部分可被认为是栅极驱动回路中一系列的电阻的组合。在每个开关循环中，所需要的电荷必须流经输出驱动阻抗、外部栅极电阻和内部栅极网格阻抗。这样的结果是，功率损耗并不取决于电荷流经阻抗元件的快慢。使用指定电阻，驱动功率损耗可表示为： （2.13） （2.14） （2.15）在上面的方程式中，栅极驱动电路用有阻抗的输出代替，但这个假设对于金属半导体的栅极驱动是无效的。当双极性晶体管在栅极电路驱动中被用到时，输出阻抗变为非线性的，而且公式将得不到正确的结果。为保险起见，假定栅极阻抗很小（5）而且大部分损耗浪费在驱动电路中。假如Rgate足够大，足以使IG低于驱动双极型的能力，那么绝大部分的栅极功率损耗浪费在Rgate上。除了栅极驱动功率损耗外，还有由于大电流和大电压在较短的时间内同时出现造成的传统意义上的开关损耗。为了保证开关损耗最小，这个持续的时间间隔必须尽量的小。观察MOSFET的导通和截止过程，应该减小开关过程中第2和第3个阶段的时间（无论是导通过程还是截止过程）。这个间隔是MOSFET的线性工作区间，此刻栅极电压介于VTH和VGS,Miller。漏极电压在开关间转换时，将会引起器件电流变化而且到达Miller平坦区。在高速门驱动电路设计中领悟这点是十分重要的。它强调突出这样的事实：门驱动最主要的特性就是它在Miller平坦区电压附近的拉电流和灌电流能力。峰值电流能力，是在有输出阻抗时最大电压VDRV条件下测得的，和MOSFET的实际开关性能有很少联系。真正决定器件开关时间的是在栅源电压，也就是，在输出为5V的情况下（MOSFET的逻辑电平是2.5V）时栅极驱动电流的能力。MOSFET的开关损耗的粗略估计可使用在开关期间第2和第3个阶段关于门驱动电流、漏极驱动电流、漏极驱动电压的简单线性近似。首先必须确定门驱动电流，分别为第2和第三阶段作准备： （2.16） （2.17）假设IG2为器件的输入电容充电电流，在电压从VTH变到VGS,Miller；IG3是电容CRSS的放电电流，在漏极电压从VDS(off)变到0时，大致的开关时间为： （2.18） （2.19）在t2时间内，漏极电压是VDS(off)，电流从0倾斜的变化到负载电流IL，而在t3时间内漏极电压从VDS(off)变到0。再次使用波形的线性近似，各自时间内的功率损耗近似为： （2.20） （2.21）式中的T是开关周期。总的开关损耗是两部分的和，由此可得出下列表达式： （2.22）即使较好的理解了开关的过程，但是要精确的计算开关损耗几乎是不可能的。原因是寄生感性分量将会显著的影响电流和电压波形，也会影响开关过程的开关时间。考虑到实际电路中不同的漏极和源极感应的影响，将会导出一个二阶微分方程来描述电路中的实际波形。由于那些变量，包括开启电压、MOSFET电容值、驱动输出部分等等，有很大的误差，上述的线性近似对于MOSFET开关损耗的估算是可行的，是比较合理的。第3章 MOS管的建模与仿真3.1 MOS管数学模型的建立电力电子器件建模实际上就是建立其电学模型。该模型可从简化的物理原理中得到，它考虑的是输入输出效应。电力电子器件的电学模型可分为3 类：基本模型（generic model），其主要根据是简化后的电力电子器件的物理规律 ；子电路模型（Subcircuit model），利用仿真软件中己有的半导体器件模型，无源器件模型等组成新的模型；数学模型（mathematicS model），利用从器件物理过程中抽象出的数学方程进行编程，定义新的模型。3.1.1参数计算联系boost电路相关参数计算出所需MOS管的相关参数后，选择2SK1359作为所用MOS管。其主要参数如图3.1：图3.1所选MOS管有关参数取，则：还有一个寄生电感是漏极电感，它由几部分组成。它们是封装电感、所有的互联电感、在孤立电源中变压器的漏电感。它们的影响可以合并到一块，因为他们之间是相互连接的。它们在MOSFET中作为导通阻尼器。在导通期间，它们限制漏极电流变化而且通过公式LDdi/dt来减小器件上漏源极电压。事实上，LD可以减小导通时的开关损耗。虽然较大的LD对导通过程有用，但是会在截止时（当漏极电流必须快速下降时）产生相当大的问题。为了使截止时漏极电流能迅速减小，关于导通时的一个反方向电压必须加到电感LD上。这个电压比VDS(off)要高，这将会引起漏源电压的一个毛刺，而且会增加截止开关损耗。但由于其数值一般较小只有几到几百nH，只会引起电压极小波动，可以不做考虑。3.1.2模型选择分析有很多的模型来说明MOSFET如何工作，然而找到正确的适合的模型是比较困难的。大多数MOSFET制造商为他们的器件提供普通或者军用（Spice and/or Saber）模型，但是这些模型很少告诉使用者在实际使用中的陷阱。他们甚至很少提供在使用中最常见的最普通问题的解决方案。一个真正有用的MOSFET模型会从应用的角度描述器件所有重要的性质，这使得其模型可能会相当复杂。另一方面，如果我们把模型限制在某一问题领域，那么我们可以得到十分简单并有意义的MOSFET模型。在图3.2中第一个模型是基于MOSFET器件的实际结构, 它主要用于直流的分析。它表示出了沟道阻抗和JFET（相当于外延层的阻抗）。外延层的厚度（决定外延层的阻抗）是器件额定电压的函数，而高电压的MOSFET需要一个厚的外延层。图3.2 第一种模型 图3.3 第二种模型 图3.4 第三种模型图3.3可以非常好的展示MOSFET的dv/dt引发的击穿特性。它主要展现了两种击穿机制，即诱发寄生晶体管（所有的管子均有）的导通和dv/dt根据栅极阻抗诱发沟道导通。现代的功率MOSFET由于生产工艺的提高减小了基极和发射极的电阻，因此，实际上对dv/dt诱发寄生npn晶体管导通是有免疫的。必须指出的是，寄生性双极晶体管还扮演着另一个重要的角色。它的基集结就是有名的MOSFET的体二极管。图3.4是场效应晶体管的开关模型。影响开关性能的最重要的寄生部分都展现在这个模型中。由于MATLAB中G极与其他两极为不同接口，仿真计算类型也不同，所以并不能完全按照上述几个模型做建模。为此我只选择与栅极和源极有关参数进行仿真，得到图3.5所示模型。3.1.3仿真建模考虑到MATLAB仿真软件的局限及本人MATLAB了解的局限只能做出图3.5的MOS管的建模，并不能完全反应MOS管在开关过程中的相关特性，只能部分反应其在开关过程中的特性。这也是以后将要解决的问题。图3.5 MOS管建模图 图中用开关管等分立元件构建了包含导通电阻，栅极电阻，寄生电感等参数的MOS管模型。其对电路的影响将在下一节做阐述。3.2 boost电路的实现及相关验证3.2.1实验电路参数计算翻阅相关参考文献后设计出boost电路的MATLAB仿真图，如图3.6。利用文献中对boost电路的介绍及相关公式计算相应参数。根据分析取电感电流连续做计算，由得到。又。当时，D=0.367；当时，D=0.3。电源电压变化时，占空比D的变化范围是0.3到0.367。由公式计算出临界负载电流， （3.1）D=1/3时，有最大值。D值越接近0.334，越大。图3.6 boost电路的仿真图令最小负载电流大于临界负载电流，由式，则 （3.2）取L=0.25mH。验算：L=0.25mH时，D=0.367时，临界负载电流为 （3.3）确保了电感电流连续，。由公式知，输出电压纹波：。D越大，则越大，故 (3.4)由于负载电阻R越小，则越大，最小电阻。由式 (3.5) (3.6)取C=15F。验算：C=15F时， (3.7) (3.8)满足要求。3.2.2实验结果分析搭建好仿真电路，并设定好相关参数后，运行电路，得到、的相应仿真波形，如图3.7、3.8、3.9、3.10。分析图3.7与图3.8，所设计的电路基本满足要求，但在开始0.001s内电压急速上升达到800V，0.001s后电路电压电流均在规定范围内波动。为什么boost电路输出电压会有如此高的过电压，这个问题我觉得：应该是在电路开始阶段电感充电后与电源电压叠加形成的，则可能是开始系统不稳定造成的。如何改善这个问题从而保护电路，在下一章将做粗略介绍。图3.7 boost电路输出电压的波形图3.8 boost电路输出电流的波形分析图3.9与图3.10，MOS管漏极与源极电压是一组峰值与输出电压相同的变化的方波，方波上升沿下降沿的时间与图3.10中MOS管栅极与源极电压上升沿下降沿的时间基本相反。这说明MOS管的导通与关断与的值有直接联系，当=0时，MOS管关断，漏极与源极间承受电源与电感所输出的电压；当=4.5V时，MOS管导通，漏极与源极间基本不承受电压。图3.9 MOS管漏极和源极间电压的波形 图3.10 MOS管栅极和源极间电压的波形3.2.3 探究所建模型对电路影响根据3.2.1节中的计算用软件自带MOS管搭建理想情况下的电路仿真，其仿真图如图3.11。图3.11 boost电路MOSFET管仿真图图3.12 boost电路输出电压的波形图3.13 boost电路输出电流的波形图3.14 MOS管漏极和源极间电压的波形观察图3.7到图3.14 ，比较用MOS管模型与用元件库中模型仿真结果的波形发现以下特点：输出电压理想情况比实际情况峰值高200V左右，稳定值更加趋于电路设计的要求600V；输出电流由于负载只是电阻的原因与输出电压变化相同；MOS管漏极与源极间电压无论在理想情况还是实际情况都是一组与输出电压相关联的幅值变化的方波，其变化特性与输出电压相同。图中对其他参数元件等均未做修改，只是把MOS管模型换做理想元件。设置好MOS管参数后进行仿真，得到下面三个仿真波形图。由此得出结论：导通电阻的存在会在MOS管导通时分去负载的一部分电压导致负载所获得的电压小于要求的输出电压600V；MOS管在本电路中承受的最大电压不是电源电压，而是电源电压与电感感生电压的和。第4章 MOS管驱动电路的设计及保护 前面章节中已经针对双向DC-DC变换器进行了工作原理分析并在些基础上对系统主电路各元器件的参数进行了理论计算。在此基础上，本章利用MATLAB下的Simulink仿真工具26建立双向DC-DC变换器的开环电路的仿真模型并对系统正向工作模式和反向工作模式下的工作状况进行了仿真分析，观察并分析双向DC-DC变换器的输出波形和变压器两侧的电压和电流波形，并将仿真波形与理论分析波形进行对比分析。4.1 MOS管驱动电路的设计主电路和控制电路之间，用来对控制电路的信号进行放大的中间电路（即放大控制电路的信号使其能够驱动功率晶体管），称为驱动电路。驱动电路的基本任务，就是将信息电子电路传来的信号按照其控制目标的要求，转换为加在电力电子器件控制端和公共端之间，可以使其开通或关断的信号。对半控型器件只需提供开通控制信号，对全控型器件则既要提供开通控制信号，又要提供关断控制信号，以保证器件按要求可靠导通或关断。在进行驱动电路设计之前，必须先清楚 MOS 管的模型、 MOS 管的开关过程