通信原理课件7

,模拟信号的数字传输,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第五级,*,*,*,通信原理,第,7,章模拟信号的数字传输,1,第,7,章,模拟信号的数字传输,7.1,引言,数字化,3,步骤：,抽样,、,量化,和,编码,抽样信号,抽样信号,量化信号,t,011,011,011,100,100,100,100,编码信号,2,第,7,章,模拟信号的数字传输,7.2,模拟信号的抽样,7.2.1,低通模拟信号的抽样定理,抽样定理,：设一个连续模拟信号,m,(,t,),中的最高频率,f,H,，则以间隔时间为,T,1/2,f,H,的周期性冲激脉冲对它抽样时，,m,(,t,),将被这些抽样值所完全确定。,【,证,】,设有一个最高频率小于,f,H,的信号,m,(,t,),。将这个信号和周期性单位冲激脉冲,T,(,t,),相乘，其重复周期为,T,，重复频率为,f,s,= 1/,T,。乘积就是抽样信号，它是一系列间隔为,T,秒的强度不等的冲激脉冲。这些冲激脉冲的强度等于相应时刻上信号的抽样值。现用,m,s,(,t,) =,m,(,kT,),表示此抽样信号序列。故有,用波形图示出如下：,3,第,7,章,模拟信号的数字传输,(a),m,(,t,),(e),m,s,(,t,),(c),T,(,t,),0,-3,T,-2,T,-,T,T,2,T,3,T,4,第,7,章,模拟信号的数字传输,f,f,s,1/,T,2/,T,0,-1/,T,-2/,T,(,f,),f,-,f,H,f,H,0,f,s,|,M,s,(,f,)|,-,f,H,f,H,f,|,M,(,f,)|,5,第,7,章,模拟信号的数字传输,因为已经假设信号,m,(,t,),的最高频率小于,f,H,，所以若频率间隔,f,s,2,f,H,，则,M,s,(,f,),中包含的每个原信号频谱,M,(,f,),之间互不重叠，如上图所示。这样就能够从,M,s,(,f,),中用一个低通滤波器分离出信号,m,(,t,),的频谱,M,(,f,),，也就是能从抽样信号中恢复原信号。,这里，恢复原信号的条件是：,即抽样频率,f,s,应不小于,f,H,的两倍。这一最低抽样速率,2,f,H,称为,奈奎斯特速率,。与此相应的最小抽样时间间隔称为,奈奎斯特间隔,。,6,第,7,章,模拟信号的数字传输,7.2.2,带通模拟信号的抽样定理,设带通模拟信号的频带限制在,f,L,和,f,H,之间，如图所示。,即其频谱最低频率大于,f,L,，最高频率小于,f,H,，信号带宽,B,=,f,H,f,L,。可以证明，此带通模拟信号所需最小抽样频率,f,s,等于,式中，,B,信号带宽；,n,商,(,f,H,/,B),的整数部分，,n =1,，,2,，,；,k, 商,(,f,H,/,B,),的小数部分，,0 ,k, 1,。,f,H,f,0,f,L,-,f,L,-,f,H,7,第,7,章,模拟信号的数字传输,当,f,L,= 0,时，,f,s,2,B,，就是低通模拟信号的抽样情况；当,f,L,很大时，,f,s,趋近于,2,B,。,f,L,很大意味着这个信号是一个窄带信号。许多无线电信号，例如在无线电接收机的高频和中频系统中的信号，都是这种窄带信号。所以对于这种信号抽样，无论,f,H,是否为,B,的整数倍，在理论上，都可以近似地将,f,s,取为略大于,2,B,。,8,第,7,章,模拟信号的数字传输,7.3,模拟脉冲调制,模拟脉冲调制的种类,周期性脉冲序列有,4,个参量：脉冲重复周期、脉冲振幅、脉冲宽度和脉冲相位（位置）。,其中脉冲重复周期（抽样周期）一般由抽样定理决定，故只有其他,3,个参量可以受调制。,3,种脉冲调制：,脉冲振幅调制,(PAM),脉冲宽度调制,(PDM),脉冲位置调制,(PPM),仍然是模拟调制，因为其代表信息的参量仍然是可以连续变化的。,9,第,7,章,模拟信号的数字传输,模拟脉冲调制波形,（,a,）模拟基带信号,(,b,) PAM,信号,(,c,) PDM,信号,(,d,) PPM,信号,10,第,7,章,模拟信号的数字传输,PAM,调制过程的波形和频谱图,t,A,t,(e),(c),0,T,2,T,3,T,-,T,-2,T,-3,T,(a),m,(,t,),s,(,t,),m,s,(,t,),f,H,-,f,H,f,M,(,f,),(b),0,1/,T,0,-1/,T,f,s,|,S,(,f,)|,(d),f,(f),f,s,-,f,H,f,11,第,7,章,模拟信号的数字传输,由上图看出，若,s,(,t,),的周期,T,(1/2,f,H,),，或其重复频率,f,s,2,f,H,，则采用一个截止频率为,f,H,的低通滤波器仍可以分离出原模拟信号。,自然抽样和平顶抽样,在上述,PAM,调制中，得到的已调信号,m,s,(,t,),的脉冲顶部和原模拟信号波形相同。这种,PAM,常称为自然抽样。在实际应用中，则常用“抽样保持电路”产生,PAM,信号。这种电路的原理方框图如右：,H(,f,),m,(,t,),T,(,t,),m,H,(,t,),m,s,(,t,),M,s,(,f,),M,H,(,f,),保持电路,12,第,7,章,模拟信号的数字传输,平顶抽样输出波形,平顶抽样输出频谱,设保持电路的传输函数为,H(,f,),，则其输出信号的频谱,M,H,(,f,),为：,上式中的,M,s,(,f,),用,代入，得到,t,13,第,7,章,模拟信号的数字传输,7.4,抽样信号的量化,7.4.1,量化原理,设模拟信号的抽样值为,m,(,kT,),，其中,T,是抽样周期，,k,是整数。此抽样值仍然是一个取值连续的变量。将抽样值的范围划分成,M,个区间，每个区间用一个电平表示。这样，共有,M,个离散电平，它们称为,量化电平,。用这,M,个量化电平表示连续抽样值的方法称为,量化,。,14,第,7,章,模拟信号的数字传输,量化过程图,M,个抽样值区间是等间隔划分的，称为,均匀量化,。,M,个抽样值区间也可以不均匀划分，称为,非均匀量化,。,m,1,m,2,m,4,m,3,m,5,q,5,q,4,q,3,q,2,q,1,T,2T,3T,4T,5T,6T,7T,t,量化误差,信号实际值,信号量化值,m,(,t,),m,(6,T,),m,q,(6,T,),q,6,信号实际值,信号量化值,15,第,7,章,模拟信号的数字传输,7.4.2,均匀量化,均匀量化的表示式,设模拟抽样信号的取值范围在,a,和,b,之间，量化电平数为,M,，则在均匀量化时的量化间隔为,且量化区间的端点为,若量化输出电平,q,i,取为量化间隔的中点，则,显然，量化输出电平和量化前信号的抽样值一般不同，即量化输出电平有误差。这个误差常称为量化噪声，并用信号功率与量化噪声之比衡量其对信号影响的大小。,i,= 0, 1, ,M,16,第,7,章,模拟信号的数字传输,设一个均匀量化器的量化电平数为,M,，其输入信号抽样值在区间,-,a,a,内具有均匀的概率密度。该量化器的平均信号量噪比为：,因为,所以有,17,第,7,章,模拟信号的数字传输,另外，由于此信号具有均匀的概率密度，故信号功率等于,所以，平均信号量噪比为,或写成,由上式可以看出，量化器的平均输出信号量噪比随量化电平数,M,的增大而提高。,dB,18,第,7,章,模拟信号的数字传输,7.4.3,非均匀量化,非均匀量化的目的：在实际应用中，对于给定的量化器，量化电平数,M,和量化间隔,v,都是确定的，量化噪声,N,q,也是确定的。但是，信号的强度可能随时间变化（例如，语音信号）。当信号小时，信号量噪比也小。所以，这种均匀量化器对于小输入信号很不利。为了克服这个缺点，改善小信号时的信号量噪比，在实际应用中常采用非均匀量化。,19,第,7,章,模拟信号的数字传输,非均匀量化原理,在非均匀量化时，量化间隔随信号抽样值的不同而变化。信号抽样值小时，量化间隔,v,也小；信号抽样值大时，量化间隔,v,也变大。,实际中，非均匀量化的实现方法通常是在进行量化之前，先将信号抽样值压缩，再进行均匀量化。这里的压缩是用一个非线性电路将输入电压,x,变换成输出电压,y,：,y,=,f,(,x,),如右图所示：,图中纵坐标,y,是均匀刻,度的，横坐标,x,是非均,匀刻度的。所以输入电,压,x,越小，量化间隔也就,越小。也就是说，小信号,的量化误差也小。,20,第,7,章,模拟信号的数字传输,关于电话信号的压缩特性，国际电信联盟,(ITU),制定了两种建议，即,A,压缩律和,压缩律，以及相应的近似算法,13,折线法和,15,折线法。我国大陆、欧洲各国以及国际间互连时采用,A,律及相应的,13,折线法，北美、日本和韩国等少数国家和地区采用,律及,15,折线法。,21,第,7,章,模拟信号的数字传输,A,压缩律,A,压缩律是指符合下式的对数压缩规律：,式中，,x,压缩器归一化输入电压；,y,压缩器归一化输出电压；,A,常数，它决定压缩程度。,A,律是从前式修正而来的。它由两个表示式组成。第一个表示式中的,y,和,x,成正比，是一条直线方程；第二个表示式中的,y,和,x,是对数关系，类似理论上为保持信号量噪比恒定所需的理想特性的关系。,22,第,7,章,模拟信号的数字传输,13,折线压缩特性 ,A,律的近似,A,律表示式是一条平滑曲线，用电子线路很难准确地实现。这种特性很容易用数字电路来近似实现。,13,折线特性就是近似于,A,律的特性。在下图中示出了这种特性曲线：,23,第,7,章,模拟信号的数字传输,图中横坐标,x,在,0,至,1,区间中分为不均匀的,8,段。,1/2,至,1,间的线段称为第,8,段；,1/4,至,1/2,间的线段称为第,7,段；,1/8,至,1/4,间的线段称为第,6,段；依此类推，直到,0,至,1/128,间的线段称为第,1,段。图中纵坐标,y,则均匀地划分作,8,段。将与这,8,段相应的座标点,(,x,y,),相连，就得到了一条折线。由图可见，除第,1,和,2,段外，其他各段折线的斜率都不相同。在下表中列出了这些斜率：,折线段号,1,2,3,4,5,6,7,8,斜,率,16,16,8,4,2,1,1/2,1/4,24,第,7,章,模拟信号的数字传输,因为语音信号为交流信号，所以，上述的压缩特性只是实用的压缩特性曲线的一半。在第,3,象限还有对原点奇对称的另一半曲线，如下图所示：,在此图中，第,1,象限中的第,1,和,第,2,段折线斜率相同，所以构成,一条直线。同样，在第,3,象限中,的第,1,和第,2,段折线斜率也相同，,并且和第,1,象限中的斜率相同。,所以，这,4,段折线,构成了一条直线。,因此，共有,13,段折,线，故称,13,折线压,缩特性。,25,第,7,章,模拟信号的数字传输,均匀量化和均匀量化比较,若用,13,折线法中的（第一和第二段）最小量化间隔作为均匀量化时的量化间隔，则,13,折线法中第一至第八段包含的均匀量化间隔数分别为,16,、,16,、,32,、,64,、,128,、,256,、,512,、,1024,，共有,2048,个均匀量化间隔，而非均匀量化时只有,128,个量化间隔。因此，在保证小信号的量化间隔相等的条件下，均匀量化需要,11,比特编码，而非均匀量化只要,7,比特就够了。,26,第,7,章,模拟信号的数字传输,7.5,编码,7.5.1,脉冲编码调制（,PCM,）的基本原理,把从模拟信号抽样、量化，直到变换成为二进制符号的基本过程，称为脉冲编码调制，简称脉码调制。,27,第,7,章,模拟信号的数字传输,7.5.2,自然二进制码和折叠二进制码,除了,自然二进制码,，电话信号还常用另外一种编码 ,折叠二进制码,。现以,4,位码为例，列于下表中：,量化值序号,量化电压极性,自然二进制码,折叠二进制码,15,14,13,12,11,10,9,8,正极性,1111,1110,1101,1100,1011,1010,1001,1000,1111,1110,1101,1100,1011,1010,1001,1000,7,6,5,4,3,2,1,0,负极性,0111,0110,0101,0100,0011,0010,0001,0000,0000,0001,0010,0011,0100,0101,0110,0111,28,第,7,章,模拟信号的数字传输,折叠码的优点,因为电话信号是交流信号，故在此表中将,16,个双极性量化值分成两部分。第,0,至第,7,个量化值对应于负极性电压；第,8,至第,15,个量化值对应于正极性电压。显然，对于自然二进制码，这两部分之间没有什么对应联系。但是，对于折叠二进制码，除了其最高位符号相反外，其上下两部分还呈现映像关系，或称折叠关系。这种码用最高位表示电压的极性正负，而用其他位来表示电压的绝对值。这就是说，在用最高位表示极性后，双极性电压可以采用单极性编码方法处理，从而使编码电路和编码过程大为简化。,29,第,7,章,模拟信号的数字传输,折叠码的另一个优点是误码对于小电压的影响较小。例如，若有,1,个码组为,1000,，在传输或处理时发生,1,个符号错误，变成,0000,。从表中可见，若它为自然码，则它所代表的电压值将从,8,变成,0,，误差为,8,；若它为折叠码，则它将从,8,变成,7,，误差为,1,。但是，若一个码组从,1111,错成,0111,，则自然码将从,15,变成,7,，误差仍为,8,；而折叠码则将从,15,错成为,0,，误差增大为,15,。这表明，折叠码对于小信号有利。由于语音信号小电压出现的概率较大，所以折叠码有利于减小语音信号的平均量化噪声。,在语音通信中，通常采用,8,位的,PCM,编码就能够保证满意的通信质量。,30,第,7,章,模拟信号的数字传输,码位排列方法,在,13,折线法中采用的折叠码有,8,位。其中第一位,c,1,表示量化值的极性正负。后面的,7,位分为段落码和段内码两部分，用于表示量化值的绝对值。其中第,2,至,4,位,(,c,2,c,3,c,4,),是段落码，共计,3,位，可以表示,8,种斜率的段落；其他,4,位,(,c,5,c,8,),为段内码，可以表示每一段落内的,16,种量化电平。段内码代表的,16,个量化电平是均匀划分的。所以，这,7,位码总共能表示,2,7,128,种量化值。在下面的表中给出了段落码和段内码的编码规则。,31,第,7,章,模拟信号的数字传输,段落码编码规则,段落序号,段落码,c,2,c,3,c,4,段落范围,（量化单位）,8,1 1 1,10242048,7,1 1 0,5121024,6,1 0 1,256512,5,1 0 0,128256,4,0 1 1,64128,3,0 1 0,3264,2,0 0 1,1632,1,0 0 0,016,32,第,7,章,模拟信号的数字传输,段内码编码规则：,量化间隔,段内码,c,5,c,6,c,7,c,8,15,1 1 1 1,14,1 1 1 0,14,1 1 0 1,12,1 1 0 0,11,1 0 1 1,10,1 0 1 0,9,1 0 0 1,8,1 0 0 0,7,0 1 1 1,6,0 1 1 0,5,0 1 0 1,4,0 1 0 0,3,0 0 1 1,2,0 0 1 0,1,0 0 0 1,0,0 0 0 0,33,第,7,章,模拟信号的数字传输,在上述编码方法中，虽然段内码是按量化间隔均匀编码的，但是因为各个段落的斜率不等，长度不等，故不同段落的量化间隔是不同的。其中第,1,和,2,段最短，斜率最大，其横坐标,x,的归一化动态范围只有,1/128,。再将其等分为,16,小段后，每一小段的动态范围只有,(1/128),(1/16) = 1/2048,。这就是最小量化间隔,后面将此最小量化间隔,(1/2048),称为,1,个量化单位。第,8,段最长，其横坐标,x,的动态范围为,1/2,。将其,16,等分后，每段长度为,1/32,。假若采用均匀量化而仍希望对于小电压保持有同样的动态范围,1/2048,，则需要用,11,位的码组才行。现在采用非均匀量化，只需要,7,位就够了。,典型电话信号的抽样频率是,8000 Hz,。故在采用这类非均匀量化编码器时，典型的数字电话传输比特率为,64 kb/s,。,34,第,7,章,模拟信号的数字传输,【,例,】,设输入电话信号抽样值的归一化动态范围在,-1,至,+1,之间，将此动态范围划分为,4096,个量化单位，即将,1/2048,作为,1,个量化单位。当输入抽样值为,+1270,个量化单位时，试用逐次比较法编码将其按照,13,折线,A,律特性编码。,【,解,】,设编出的,8,位码组用,c,1,c,2,c,3,c,4,c,5,c,6,c,7,c,8,表示，则：,1),确定极性码,c,1,：因为输入抽样值,+1270,为正极性，所以,c,1,= 1,。,2),确定段落码,c,2,c,3,c,4,：由段落码编码规则表可见，,c,2,值决定于信号抽样值大于还是小于,128,，即此时的权值电流,I,w,128,。现在输入抽样值等于,1270,，故,c,2,1,。,在确定,c,2,1,后，,c,3,决定于信号抽样值大于还是小于,512,，即此时的权值电流,I,w,512,。因此判定,c,3,1,。,35,第,9,章,模拟信号的数字传输,同理，在,c,2,c,3,11,的条件下，决定,c,4,的权值电流,I,w,1024,。将其和抽样值,1270,比较后，得到,c,4,1,。,这样，就求出了,c,2,c,3,c,4,111,，并且得知抽样值位于第,8,段落内。,36,第,7,章,模拟信号的数字传输,3),确定段内码,c,5,c,6,c,7,c,8,：段内码是按量化间隔均匀编码的，每一段落均被均匀地划分为,16,个量化间隔。但是，因为各个段落的斜率和长度不等，故不同段落的量化间隔是不同的。对于第,8,段落，其量化间隔示于下图中。,由编码规则表可见，决定,c,5,等于“,1”,还是等于“,0”,的权值电流值在量化间隔,7,和,8,之间，即有,I,w,= 1536,。现在信号抽样值,I,s,= 1270,，所以,c,5,=0,。同理，决定,c,6,值的权值电流值在量化间隔,3,和,4,之间，故,I,w,= 1280,，因此仍有,I,s,I,w,，所以,c,7,=1,。最后，决定,c,8,值的权值电流,I,w,= 1216,，仍有,I,s,I,w,，所以,c,8,=1,。,抽样值,1270,1024,1536,2048,1152,1280,0,1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13,14,15,1216,37,第,7,章,模拟信号的数字传输,这样编码得到的,8,位码组为,c,1,c,2,c,3,c,4,c,5,c,6,c,7,c,8,11110011,，它表示的量化值应该在第,8,段落的第,3,间隔中间，即等于,(1280-1216)/2 = 1248,（量化单位）。将此量化值和信号抽样值相比，得知量化误差等于,1270 1248 = 22,（量化单位）。,顺便指出，除极性码外，若用自然二进制码表示此折叠二进制码所代表的量化值（,1248,），则需要,11,位二进制数（,10011100000,）。,38,第,7,章,模拟信号的数字传输,7.6,差分脉冲编码调制（,DPCM,）,7.6.1,预测编码简介,预测编码的目的：降低编码的比特率,预测编码原理：,在预测编码中，先根据前几个抽样值计算出一个预测值，再取当前抽样值和预测值之差。将此差值编码并传输。此差值称为预测误差。由于抽样值及其预测值之间有较强的相关性，即抽样值和其预测值非常接近，使此预测误差的可能取值范围，比抽样值的变化范围小。所以，可以少用编码比特来对预测误差编码，从而降低其比特率。此预测误差的变化范围较小，它包含的冗余度也小。这就是说，利用减小冗余度的办法，降低了编码比特率。,39,第,7,章,模拟信号的数字传输,7.6.2,差分脉冲编码调制,(DPCM),的原理及性能,DPCM,原理,在,DPCM,中，只将前,1,个抽样值当作预测值，再取当前抽样值和预测值之差进行编码并传输。这相当于在下式,中，,p,= 1,，,a,1,= 1,，故,s,k,= s,k-1,*,。,这时，预测器就简化成为一个延迟电路，其延迟时间为,1,个抽样间隔时间,T,s,。在下图中画出了,DPCM,系统的原理方框图。,40,第,7,章,模拟信号的数字传输,为了改善,DPCM,体制的性能，将自适应技术引入量化和预测过程，得出自适应差分脉码调制,(ADPCM ),体制。它能大大提高信号量噪比和动态范围。,(b),译码器,译码,延迟,T,s,延迟,量化,编码,抽样,T,s,(a),编码器,41,第,7,章,模拟信号的数字传输,7.7,增量调制,7.7.1,增量调制原理,增量调制,(,M),可以看成是一种最简单的,DPCM,。当,DPCM,系统中量化器的量化电平数取为,2,时，,DPCM,系统就成为增量调制系统。,42,第,7,章,模拟信号的数字传输,波形图,在解调器中，积分器只要每收到一个“,1”,码元就使其输出升高,，每收到一个“,0”,码元就使其输出降低,，这样就可以恢复出图中的阶梯形电压。这个阶梯电压通过低通滤波器平滑后，就得到十分接近编码器原输入的模拟信号。,输出二进制波形,Ts,43,第,7,章,模拟信号的数字传输,7.7.2,增量调制系统中的量化噪声,量化噪声产生的原因,由于编译码时用阶梯波形去近似表示模拟信号波形，由阶梯本身的电压突跳产生失真。这是增量调制的基本量化噪声，又称,一般量化噪声,。它伴随着信号永远存在，即只要有信号，就有这种噪声。,信号变化过快引起失真；这种失真称为,过载量化噪声,。它发生在输入信号斜率的绝对值过大时。,(,a,),基本量化噪声,e,(,t,),(,b,),过载量化噪声,e,(,t,),44,第,7,章,模拟信号的数字传输,7.8,时分复用和复接,7.8.1,基本概念,时分多路复用原理,mi,(,t,),低通,1,低通,2,低通,N,信道,低通,1,低通,2,低通,N,同步旋转开关,m,1,(,t,),m,2,(,t,),m,2(,t,),m,1(,t,),mN,(,t,),mN,(,t,),45,第,7,章,模拟信号的数字传输,若语音信号用,8 kHz,的速率抽样，则旋转开关应每秒旋转,8000,周。设旋转周期为,T,s,秒，共有,N,路信号，则每路信号在每周中占用,T,s,/,N,秒的时间。此旋转开关采集到的信号如下图所示。每路信号实际上是,PAM,调制的信号。,46,第,9,章,模拟信号的数字传输,m,1,(,t,),m,2,(,t,),1,帧,T,/,N,T,+,T,/,N,2,T,+,T,/,N,3,T,+,T,/,N,时隙,1,旋转开关采集到的信号,信号,m,1,(,t,),的采样,信号,m,2,(,t,),的采样,47,第,7,章,模拟信号的数字传输,在接收端，,若开关同步地旋转，则对应各路的低通滤波器输入端能得到相应路的,PAM,信号。,上述时分复用基本原理中的机械旋转开关，在实际电路中是用抽样脉冲取代的。因此，各路抽样脉冲的频率必须严格相同，而且相位也需要有确定的关系，使各路抽样脉冲保持等间隔的距离。在一个多路复用设备中使各路抽样脉冲严格保持这种关系并不难，因为可以由同一时钟提供各路抽样脉冲。,时分复用的主要优点：便于实现数字通信、易于制造、适于采用集成电路实现、生产成本较低。,模拟脉冲调制目前几乎不再用于传输。抽样信号一般都在量化编码后以数字信号的形式,传输。故上述仅是时分复用的基本原理。,48,第,7,章,模拟信号的数字传输,复接和分接,复接,：将低次群合并成高次群的过程。,在通信网中往往有多次复用，由若干链路来的多路时分复用信号，再次复用，构成高次群。各链路信号来自不同地点，其时钟（频率和相位）之间存在误差。所以在低次群合成高次群时，需要将各路输入信号的时钟调整统一。,分接,：将高次群分解为低次群的过程称为分接。,目前大容量链路的复接几乎都是,TDM,信号的复接。,标准：关于复用和复接，,ITU,对于,TDM,多路电话通信系统，制定了两种,准同步数字体系,(,PDH,),和两种,同步数字体系,(,SDH,),标准的建议。,49,第,7,章,模拟信号的数字传输,本章考点,1.,抽样定理：低通抽样和带通抽样；,2.,量化：均匀量化和非均匀量化；,3.,编码：,A,律,13,折线编码；,4. PCM,、,DPCM,、,DM,系统性能的比较；,5.,时分复用：,TDM,的帧结构。,50,