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单击此处编辑母版标题样式,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第四级,第五级,*,*,7,.,1,自激振荡型PWM控制电路,7,.,2,TL494型PWM控制电路,7,.,3,SG3525型PWM控制电路,7,.,4,UC3842型电流模式PWM控制电路,7.5 TOPSwitch-系列的PWM控制电路,7.6 Tiny Switch-系列的PWM控制电路,第七章 开关电源的控制电路设计,脉冲宽度调制(PWM)开关型稳压电路是在控制电路输出频率不变的情况下，通过电压反响调整其占空比，从而到达稳定输出电压的目的。PWM是目前应用在开关电源中最为广泛的一种控制方式，其特点是噪音低、满负载时效率高且能工作在连续导电模式。本章以自激振荡式控制电路、几种常用的PWM集成控制芯片TL494、SG3525、UC3842和单片开关电源集成芯片TOPSwitch-和Tiny Switch-系列为例，重点介绍了PWM控制器的性能特点、引脚分布、工作原理等，并举例说明了其典型应用电路。,开关电源常用的控制方式有脉冲宽度调制PWM、脉冲频率调制PFM和混合调制三种。目前大多数开关电源无论是自激式还是它激式，其电路均为由PWM系统控制的稳压电路。在此类开关电源中，开关管总是周期性地通/断，PWM控制电路只是改变每个周期的脉冲宽度。随着半导体技术的高速开展，开关电源控制电路的集成化水平不断提高，外接电路越来越简单，生产日益简化，本钱日益减低。控制芯片生产厂家多，种类多样化，本章介绍几种常用的PWM集成芯片的内部构造及其典型应用电路。,第七章,7.1.1 工作原理,自激式直流变换器具有电路构造简单、使用元器件少、本钱低等特点，广泛应用于50W以下的开关电源中。自激式直流变换器的工作原理电路如图7-1所示。,图7-1 自激式直流变换器的工作原理,自激振荡型PWM控制电路,输入电源通过开关变压器T初级绕组连接到开关晶体管VT的集电极，另一路通过启动电阻RS加到开关晶体管的基极。,接通输入电源后，通过起动电阻的电流流经开关晶体管VT的基极，VT导通，开关晶体管的集电极电流必然由零开场逐渐增加，称为起动电流。,在导通期间 ，加在变压器初级绕组Np两端的电压为，同时，变压器T的反响绕组NB上感应出电压VB，该电压为正反响电压，加到基极上并使开关晶体管进一步加速导通，这时开关变压器T初级绕组Np两端的电压=VI-VCE。变压器次级绕组NS上感应的电压对于整流二极管VD为反向电压，因此，次级绕组中无电流。初级绕组的电流为变压器的励磁电流，设初级绕组的电感为LP、导通时间为t，那么该励磁电流为VIt/LP，并随时间成比例增大。开关晶体管的电流增大，假设基极电流不能使其保持饱和状态，那么开关晶体管脱离饱和而VCE随之增大。由于VCE增加，变压器初级绕组电压下降，基极电压随之VB下降，VCE进一步增加，由于正反响作用，导致开关晶体管迅速截止。设初级绕组电流为IP，匝数为NP，在晶体管截止瞬间，磁场保持不变，假设次级绕组匝数为NS，那么绕组电流为IS，有,7.1.1 工作原理,(7-1),(7-2),晶体管从导通到截止瞬间，磁场的大小和方向都不变，保持安匝数一样，故次级绕组感应电压上正下负，二极管D导通。这时，假设输出电压为VO，整流二极管的压降为VD，那么变压器次级绕组电压=Vo-VD。假设二次绕组的电感为LS，流经二极管的电流ID如图7-2所示，电流ID下降速率为，开关变压器T初级绕组存储的能量耦合到次级绕组，供给输出端负载。经过某一时间后，假设变压器初级绕组中储存的能量都转移到输出侧，那么整流二极管VD截止，变压器各绕组的电压瞬间为零。但启动绕组RS中的局部电流为开关晶体管的基极电流，开关晶体管重新导通，有集电极电流流过，并构成正反响，开关晶体管再次迅速导通，进入下一个工作周期，电路就持续工作在自激振荡状态。,7.1.1 工作原理,在导通期间，变压器的初级绕组从输入侧蓄积能量，在截止期间变压器蓄积的能量通过次级绕组释放供给输出负载，此时初级绕组处于无电流流通的间歇工作方式。,图7-2 电压和电流波形,7.1.1 工作原理,在 期间，开关晶体管VT导通，集电极电流为 ，初级绕组电感为 ，输出二极管VD中无电流，在变压器次级侧C放电，供给负载输出电流。在这期间，变压器T中蓄积的能量为 在 期间，初级绕组侧无电流， 期间变压器中蓄积的能量通过次级绕组 释放 .从 转换到 瞬间，初次级绕组安匝数相等，因此，假设变压器初级侧能量全部传递给次级侧，那么,(7-3),匝数比为,(7-4),电感与之比与绕组匝数平方成正比，即,7.1.1 工作原理,7.1.1 工作原理,(7-5),假设振荡频率为，那么每秒提供的功率，传递到输出端，变压器效率为。假设输出电压和电流分别为和，那么输出功率为,(7-6),20W15V和5V两路输出的自激式开关电源电路如图7-3所示。输入为220V交流电源，通过R1经C1、L1低通滤波后加到整流桥VD1VD4上。其中FU为熔丝管，具有过流保护的作用，RV为压敏电阻。整流后的脉动直流由C2滤波，得到310V左右的直流电压加到变压器TR的初级绕组NP上。,7.1.2 典型应用,当功率开关晶体管VT1截止时，正电压经R15和VT1的基极向C4充电。当充电电压达0.8V后，VT1导通，于是C4通过VT1的发射极和电阻R5放电，使VT1的发射极电位升高，基极电压Vb下降。当Vb低于0.3V后，VT1截止，正电压又通过R15向C4充电。VT1导通期间，直流电压通过变压器初级绕组向VT1供电，NP在开关晶体管的作用下不停地向变压器TR的次级传递能量。同样，次级绕组在初级的作用下发生振荡，产生一高频电压并经次级各绕组上的二极管整流、电容电感滤波后，获得不同的直流电压。该直流电压的上下和电流的大小与次级绕组的匝数和整流二极管的平均整流电流Id有关。当然，次级绕组的线径对此也有很大影响。在图7-3中，R12、C5、VD5是第一级网络吸收回路，吸收来自电网的尖峰电压和浪涌电压，以保护功率开关管VT1。VDZ1、VD6是第二级网络阻塞吸收回路，吸收高频变压器TR次级的反峰峰值电压以及变压器的初级漏感电压。这两种电压的峰值高，波形陡峭，能量大。因为自激振荡变换属于反向鼓励变换电路，开关晶体管截止期间，磁通,7.1.2 典型应用,恢复慢，剩磁比其他形式的变换器严重，磁芯容易产生磁饱和。利用R12、C5、VD5吸收电路可以减少开关晶体管的截止时间，实现快速翻转。R6、VD7也可以同样的目的加到开关晶体管的基极，加VT1的导通。C3、R3是RC阻尼电路，在开关晶体管关断时吸收网络余能，抑制晶体管集电极与发射极之间的浪涌电压，以保护开关晶体管。光电耦合器PC817与开关晶体管VT2组成主开关晶体管VT1的控制电路。假设输出电压有变化，通过光电耦合器的接收三极管对晶体管VT2进展控制，放大后的调宽脉冲加到开关晶体管VT2的基极进展驱动放大，以推动高频变压器的能量传输。R5是开关晶体管的电压负反响电阻，起着过流、过压检测保护的作用。当次级的12V输出电压增大时，变压器初级绕组NP的电流也增大，流经开关管VT1集电极的电流增大，也使VT1的发射极在R5上的压降Ve上升。当Ve上升到0.6V后1.81A，开关晶体管截止，驱动脉冲闭锁，实施了过流保护。另外，由于负载减轻，输出电流减小，12V电压升高，使变压器TR的检测绕组N4的电压VN4也上升。当VN4超过5V后，稳压二极管VDZ2处于反向截止状态，失去稳压作用，立即使开关晶体管VT2的基极电压升至3.5V以上。晶体管VT1马上截止，这是过压保护的作用。,7.1.2 典型应用,TL494最早是由美国德州仪器公司Texas Instruments Incorporated生产的，现在已经取得了广泛应用。现在，市场上销售的TL494既有国外产品，也有国内产品，生产厂家不同，器件型号有所差异，但根本功能一样。,TL494是典型的脉宽调制型开关电源控制器，广泛应用于单端正激双管式、半桥式、全桥式开关电源。其主要特性如下：,(1)功能完善的脉宽调制控制电路；,(2)内置线性锯齿波振荡器，通过外接电阻和电容频率可调，最高工作频率300kHz；,(3)内置误差放大器；,(4)内部5V精细基准电压；,(5)可调整死区时间；,(6)内置输出级晶体管可提供最大500mA的驱动能力,(7)具有推挽/单端两种输出方式。,7.2 TL494型PWM控制电路,TL494采用DIP-16和SOP-16两种不同的封装形式，引脚排列如图7-4所示。,图7-4 TL494引脚排列,TL494内部集成了误差放大器、可调频率振荡器、死区时间控制比较器、脉冲同步触发器、基准电压源以及输出控制电路等，内部逻辑电路如图7-5所示。,TL494是固定频率的脉冲宽度调制电路，内置了控制开关电源所需的主要模块。其中内置的线性锯齿波振荡器的振荡频率可以通过在引脚6外接的定时电阻RT和引脚5外接的定时电容CT进展调节。RT通常取5100k，CT通常取0.0010.1uF，其振荡频率的近似计算公式如下：,(7-7),电容CT上的正向锯齿波信号分别加到死区比较器和PWM比较器的反相输入端，与另外两个控制信号进展比较，实现脉冲宽度调制。脉冲宽度调制信号加到门电路的输入端，经触发器分频，由门电路驱动TL494内部的两个输出三极管Q1和Q2交替导通和截止，通过引脚8和引脚11向外输出相位相差180的脉宽调制控制脉冲。功率输出管Q1和Q2受控于或非门，即只有在锯齿波电压大于引脚3和引脚4上的输入控制信号时才会被选通。当控制信号幅值增加时，输出脉冲的宽度将减小，如图7-6所示。,图7-6TL494脉冲控制波形,死区时间控制引脚4输入信号叠加120mV的输入偏置电压后，送入死区比较器的同相输入端，与锯齿波比较，120mV的输入偏置电压限制了最小输出死区时间约占锯齿波周期的4%，这就意味着当输出控制端引脚13接地时，输出的占空比最大只能到达96%，而接基准电压时，即工作在推挽模式下，占空比为48%。当在死区时间控制引脚4输入03.3V之间的固定电压时，就能调节输出脉冲上附加的死区时间。,当反响PWM比较器输入引脚3上的电压从0.5V上升到3.5V时，输出的脉冲宽度由死区时间输入端确定的最大百分比下降到零。两个误差放大器1和2的开环增益为95dB，具有的共模输入范围从-0.3V到Vcc-2.0V，可用来检测电源的输出电压和电流。两个误差放大器的输出经二极管隔离，故输出端均是高电平有效，加到PWM比较器的同相输入端,当定时电容CT放电时，死区比较器输出正脉冲，其上升沿使触发器动作并锁存，同时正脉冲加到或非门的输入端，使输出晶体管Q1和Q2截止。,TL494有两种输出方式，假设输出控制端连接到基准电压源，那么触发器输出的调制脉冲使两个输出晶体管轮流导通和截止，工作在推挽模式下，晶体管输出的方波频率等于锯齿波振荡器频率的一半。如果要求驱动电流不大，且最大占空比小于50%时，可工作于单端模式。在单端工作模式下，当需要较大的驱动电流输出时，可以将Q1和Q2并联使用，这时，需将输出控制端引脚13接地，触发器信号被封锁，驱动电流增加1倍，集电极最大输出电流可达500mA，输出信号的频率等于锯齿波振荡器的频率。TL494单端输出和推挽式输出的连接电路如图7-7所示。,图7-7 TL494输出电路,TL494内置5.0V的基准电压源，能够为外部偏置电路提供最大10mA的拉电流，在070温度范围内，该基准电压源的精度为5%，温漂小于50mV。TL494的设计特点灵活多样，死区时间控制严密可靠，因此既适合应用于200500W中小功率的单端正激双管式变换器开关电源中，也能用于8001500W中大功率的半桥式和全桥式变换器开关电源中。TL494的典型电气参数如下表7-1所示：,表7-1 TL494的典型电气参数,TL494控制的小功率推挽式开关稳压电源如图7-8所示，变换器的效率大约为72%。该变换器工作在推挽模式下，其输出控制端引脚13接高电平，与基准电压源输出引脚14相连。电源的输出电压通过并联在输出端的22k和4.7k的两个电阻分压后反响到TL494内部误差放大器1的同相输入端引脚1上。反相输入端引脚2通过4.7k电阻与TL494内部基准电源的输出端引脚14相连接。在反响引脚3与引脚2之间接入RC反响网络，构成调节器。引脚15和引脚3之间0.01uF电容是用于加大误差放大器2的高频负反响，降低其高频增益及抑制高频寄生振荡。死区时间控制端引脚4通过10 k电阻接地，并且与引脚14之间通过10uF电容相连，电阻和电容构成软启动电路。当系统上电时，由于电容上两端电压不能突变，引脚14输出的5V基准电压全部加在软启动电阻上，使死区控制引脚4处于高电平，死区时间比较器的输出也为高电平，输出级截止，变换器不工作，2个Tip32管截止，开关电源无输出。随着软启动电容逐渐充电，电容两端电压逐渐升高，软启动电阻两端电压逐渐降低，输出晶体管逐渐开通，2个Tip32管开场工作。在变换器正常工作过程中，软启动电阻两端电压近似为零。,7.2.2 典型应用,图7-8推挽式输出小功率开关稳压电源,7.2.2 典型应用,采用TL494构成的降压稳压电源电路如图7-9所示，采用单端输出模式，变换器的效率大约为71%。单端模式下，输出控制端引脚13接地。引脚5上外接0.001uF电容，引脚6上外接47电阻，共同决定开关电源的工作频率。误差放大器1的同相输入端引脚1通过5.1k电阻与输出端相连接，反相输入端引脚2通过5.1k电阻与片内基准电源的输出端引脚14相连接，所以输出电压V0=VREF=5V。由于采用了外接PNP功率晶体管Tip32A，所以输出电流可达1A。当输出电压V0高于基准电压VREF=5V时，误差放大器1输出增加，产生的PWM脉冲占空比下降，TL494内部输出晶体管VT1和VT2 导通时间变短，使输出电压V0下降，保持输出电压稳定，反之亦然。,7.2.2 典型应用,图7-9单端输出式降压稳压电源,7.2.2 典型应用,TL494的典型应用实例如图7-10所示，在这个电路中，充分利用了TL494内部的2个放大器与基准电压，误差放大器A1用作恒流过流保护放大器，误差放大器A2用作恒压电路反响放大器。然而，TL494本身需要辅助电源，市电或逆变器的输出电压经辅助电源变压器TR2变压后，经整流管整流、电容滤波为平滑直流作为辅助电源连接到TL494的引脚12。为减小变压器TR2的体积，假设变压器TR2输出电压经整流后的直流最大电压低于电源输出电压，电源启开工作后，电流经二极管VD给TL494供电，因此，变压器TR2设计时为短时间承受额定功率即可。如果输出电压较低，二极管VD接到变压器TR1的适当位置，如图中虚线所示，保持TL494有适当电压。变压器TR2是高频变压器，由自激式直流-交流逆变器驱动。,7.2.2 典型应用,图7-10 TL494的典型应用实例,7.2.2 典型应用,随着电力电子技术的开展，各种大功率全控型器件相继推出，其中功率MOSFET开展非常迅速。MOSFET功率管有驱动功率低，频响特性好，快速动作，无二次击穿等优点，使开关电源工作频率轻而易举地从几十千赫上升到几百千赫。为此美国硅通用半导体Silicon General公司推出第二代适用于驱动MOSFET的脉宽调制控制器SG3525，用来驱动N沟道功率MOSFET。,7.3 SG3525型PWM控制电路,7.3.1 工作原理,SG3525是一种性能优良、功能齐全和通用性强的集成PWM控制芯片，它简单可靠，所需外围器件较少，使用方便灵活，采用推挽式输出形式，增加了驱动能力。SG3525是在SG3524的根底上改进而来的，作为SG3524的增强版本，抑制了SG3524的缺乏，具有以下特点：,1工作电压范围宽：835V；,2内置5.1V1.0%微调基准电压源；,3振荡器工作频率范围宽：100Hz400kHz；,4具有振荡器外部同步功能；,5死区时间可调；,6内置软启动电路；,7具有输入欠电压锁定功能；,8具有PWM锁存功能，制止多脉冲；,9逐个脉冲关断；,10双路输出灌电流/拉电流：400mA(峰值)。,7.3.1 工作原理,SG3525大多采用DIP-16和SOP-16封装，其引脚排列如图7-11所示。,图7-11 SG3525引脚排列,SG3525由基准电压源、振荡器、误差放大器、PWM比较器与锁存器、欠压锁定电路、软启动电路、输出驱动级等电路组成，内部原理框图如图7-12所示。,7.3.1 工作原理,取回路电阻R=10K，Re=1K，将高频信号发生器接至电路输入端，在表1.2中选取中间位置的输入电压Vin，并保持不变，以0.2MHz为单位改变频率f由中心频率(谐振点频率)向两边逐点偏离，测得在不同频率f时对应的输出电压Vout，将测得的数据填入表1.3。,7.3.1 工作原理,7.3.1 工作原理,图7-12 SG3525内部构造,引脚15为供电电源VCC，作为内部逻辑和模拟电路的工作电压，送到欠电压锁定电路，具有输入欠电压锁定功能，同时提供给内部基准电压稳压器，产生稳定的基准电,SG3525内置5.1V精细基准电源，基准电压源采用三端稳压电路，工作电压范围宽，其输入电压VCC可在8V35V范围内变化，通常采用+15V，其输出电压VST5.1V，精度1.0%，具有温度补偿功能。由于基准电压在误差放大器的共模输入范围内，因此无须外接分压电阻。基准电压源提供芯片内部工作电路的电源，也可从基准电压端引脚16输出，提供输出电流50mA，设有过流保护电路 。,SG3525中设置了欠压锁定电路，在欠压状态下，即Vcc2.5V时，欠压锁定电路即开场工作，直至Vcc=8V。在Vcc到达8V之前，电路内部各局部都已建立了正常的工作状态，而当Vcc从8V降至7.5V时，欠压锁定电路那么又开场恢复工作，控制器内部电路锁定，除基准电源和一些必要电路之外，其他局部停顿工作，此时控制器消耗的电流极小，降至约2mA。,振荡器工作频率范围宽，为100Hz400kHz，死区时间可调，并且具有外部同步功能。振荡电路从基准电压源取得双门限电压，其高门限电压VH =9.3V，低门限电压VL = 0.9V。在SG3525中，除了定时电容CT引脚5和定时电阻RT两个引脚6外，又增加了一个同步端引脚3和一个放电端引脚7， CT取值范围为0.001u F到0.1u F，,7.3.1 工作原理,RT取值范围为2k欧到150K欧，引脚5和引脚7之间外接电阻RD，取值范围为0欧到500欧。内部恒流源通过引脚5向外接电容CT充电，电容两端电压VC线性上升，构成锯齿波的上升沿，RT的阻值决定了内部恒流源对CT充电电流的大小。当VC=VH时比较器动作，充电过程完毕，上升时间t1为,(7-8),比较器动作时使放电电路接通，CT放电，放电电流的大小由RD决定。放电时，电容两端电压VC下降并形成锯齿波的下降沿，当VC=VL时比较器动作，放电过程完毕，完成一个工作循环，输出锯齿波的电压范围为0.6V到3.5V。下降时间t2为,(7-9),t2即为死区时间。将充电回路和放电回路分开，有利于通过CT引脚5和Discharge引脚7之间的外接电阻RD来改变CT的放电时间，调节死区时间。因为RDRT ，所以t2 5k时，tdtc，因此可忽略放电时间td，那么振荡频率为：,(7-12),在CT放电期间，振荡器产生一个内部消隐脉冲保持“或非门的中间输入为高电平，输出为低状态，从而产生了一个可控的输出死区时间。图7-20为RT与振荡器频率关系曲线，图7-21为输出死区时间与频率关系曲线，两组曲线都对应给定的CT值。尽管不同的RT和CT组合可以产生一样的震荡频率，但在给定的频率下只有一组满足特定的输出死区时间，所以应当首先根据死区时间的要求确定定时电容的取值，再根据给定的频率得到定时电阻的阻值。,7.4.1 工作原理,7.4.1 工作原理,图7-20 RT与振荡器频率关系曲线,图7-21 输出死区时间与频率关系曲线,误差放大器具有90dB的典型直流电压增益。内部的基准电压源经电阻分压提供2.5V的偏置电压连接误差放大器的同相输入端，最大输入偏置电流为2.0uA。误差放大器的反相输入端引脚2通常连接反响电压，与误差放大器同相端的2.5V 基准电压进展比较，产生偏差电压，从而控制脉冲宽度。误差放大器的输出电压经过两个二极管压降约为1.4V后通过2：1电阻分压至原来的1/3，连接至电流检测比较器的反相输入端，同时采用稳压管箝位在1.0V，即电流检测比较器的反相输入端最高电压不超过1.0V。误差放大器的输出端通过引脚1引出，可以在引脚1和引脚2之间接入负反响电阻和负反响电容，用于外部回路补偿，控制脉冲宽度。增加频带宽度，消除高频寄生振荡。,电流检测比较器的同相输入端引脚3通常作为外部的电流取样输入，连接电路如图7-18所示。取样电阻RS直接与功率电路相连，将场效应开关管Q1的源极电流，也就是Q1的漏极和开关变压器T的初级绕组中的电流的变化转换成电压的变化，输入电流检测比较器，波形如时序图所示。其波形的宽窄和幅值的大小决定于Q1导通时间的长短，导通时间越长，其宽度就越宽，幅值越高。在正常工作状态下，峰值电流由引脚1的电压控制，计算公式为：,7.4.1 工作原理,(7-13),当电源输出过载时，电流迅速增加，RS的电压也随之增加，当电流增加到使电流检测比较器的同相输入端电压上升到1V时，电流检测比较器内部箝位在1.0V，比较器输出高电位，开关管截止，起到过流保护的作用。此时开关电流峰值为：,(7-14),或者可以通过电流互感器与功率电路相连，以减小功耗。由于输出整流二极管的反向恢复时间或者电源变压器内部寄生电容的影响，在电流波形的上升沿将产生很大的电流尖峰脉冲，导致控制器的输出脉冲意外中断。为了抑制尖峰脉冲，可以在电流检测输入端增加一个RC滤波网络，其时间常数与尖峰电流持续的时间大致相等，约为几百纳秒。,7.4.1 工作原理,电流检测比较器的输出送入脉冲宽度调制锁存器，控制输出脉冲宽度的变化。PWM锁存电路确保每一个控制脉冲作用时间不超过一个脉冲周期，即所谓逐周期脉冲控制，可实现逐个脉冲限流。,UC3842系列控制器采用单端推挽式输出，可以直接驱动功率MOSFET和双极型晶体管。为了限制流过控制器的峰值电流的大小，应当在输出端和MOSFET栅极之间参加限流电阻。此外，在控制器输出端与信号地之间增加一只肖特基二极管有助于系统的稳定工作，提高系统的性能。最大瞬时输出电流可达1.0A，驱动双极型功率晶体管时，平均电流为200mA。,当引脚1上的电压降至1V以下，或者引脚3上的电压升至1V以上时，都会导致电流检测比较器输出高电平，PWM锁存器复位，输出高电平，上面输出三极管截止，下面三极管导通，控制器输出端引脚无脉冲输出，直到下一个时钟脉冲将PWM锁存器重新置位。利用上述特性，可以接入各种必要的保护电路。,7.4.1 工作原理,如图7-22所示，采用UC3842 构成的开关电源电路，输入为220V交流电压，整流滤波后变成直流电压，经开关管斩波和高频变压器后得到高频矩形波电压，经二次侧整流滤波，稳压输出为+5V/7A，开关电源的功率为35W。,7.4.2 典型应用,图7-22 35W开关电源电路,220V 50Hz市电由电源噪声滤波器PNF滤除电磁干扰，经3A/600V整流桥整流后，负温度系数的热敏电阻R1限流，电解电容C1滤波，产生约300V直流电压。300V直流电源通过启动电阻R2对电容C2充电，当C2电压到达UC3842的启动电压门限值16V时，UC3842开场工作，经引脚6输出PWM脉冲信号，驱动外接的开关功率管MOSFET工作。在UC3842的输出端与MOSFET栅极之间串联22的电阻R7起限流作用，可以衰减由MOSFET输入电容和在栅-源极间任何串联引线电感所产生的高频寄生振荡。开关功率管选用IRFPG407型VMOS管。,高电压脉冲期间，MOSFET导通，电流通过变压器初级绕组N1，此时，由于VD4截止，变压器的次级绕组N3无电流，能量储存在变压器中。当引脚6输出低电平时，MOSFET截止，根据楞次定律，变压器初级绕组维持电流不变，产生下正上负的感生电动势，次级绕组N3回路二极管导通，向负载提供能量。同时反响绕组N2上的高频电压经VD1整流、C3滤波后为UC3842提供正常工作电压。同时，此电压经R3、R4分压加到误差放大器的反相输入端引脚2，为UC3842 提供负反响电压。,7.4.2 典型应用,由于电源电压变化或者负载变化引起输出电压变低时，引脚2反响电压减小，脉宽调制器输出的PWM波形的占空比增加，MOSFET导通的时间ton加长，输出电压升高；反之，当电源电压变化或负载变化而引起输出电压升高时，占空比减小，MOSFET导通时间变短，输出电压降低，从而维持输出电压保持恒定，到达稳压的目的。 引脚4和引脚8外接的定时电阻R6、定时电容C6决定了振荡频率，R6=10k， C6=4700pF，开关频率为40kHz，死区时间约为振荡周期的4%。C5是基准输出电源VREF的消噪电容。在引脚1和引脚2之间外接R5和C4补偿电路，用于改善增益和频率特性。 电阻R10用于电流检测，经R9、C7滤波后送入UC3842 的引脚3形成电流反响，所以由UC3842 构成的电源是双闭环控制系统，电压稳定度非常高。当负载电流超过额定值或短路时，MOSFET的源极电流大大增加，R10反响回UC3842引脚3的电压高于1V，引脚6无触发脉冲输出，MOSFET截止，保护功率管不至于过流而损坏。源极电流取样电阻R10为0.33，当电流脉冲的峰值上升到3A时，过流保护动作，MOSFET截止。电阻R9和 C7构成RC滤波电路，削弱由电源变压器绕组间的电容以及输出整流器的恢复时间引起的尖峰脉冲干扰，保证开关电源的正常工作。,7.4.2 典型应用,由 VD2、C9、R12及VD3、C8、R11构成两组吸收电路，消除由变压器漏感产生的反峰电压，保护开关管不至于因工作电压太高而毁坏。VD1VD3选用快恢复二极管FR305，输出级整流管VD4采用D80-004型肖特基二极管，适用于高频、大电流整流。,7.4.2 典型应用,TOPSwitch器件是美国功率集成公司Power Integrations Inc.于90年代中期推出的三端新型高频开关电源专用集成控制芯片，其特点是将高频开关电源中的PWM控制器和MOSFET功率开关管集成在同一芯片上，具备完善的保护功能。芯片集成度高，这大大简化了电源外围电路，提高了可靠性，降低了本钱，使得电源的设计更加简单快捷。此外由于PWM控制器和MOSFET功率开关管是在管壳内连接的，连线极短，这就消除了高频辐射现象，改善了电源的电磁兼容性能。,7.5 TOPSwitch-系列的PWM控制电路,1997年，美国功率集成公司又推出了第二代产品TOPSwitch 系列器件。TOPSwitch系列器件同TOPSwitch系列器件相比，内部电路做了许多改进，器件对于电路板布局以及输入总线瞬变的敏感性大大减少，电磁兼容性得到了增强， 故EMI滤波器的设计更为简便，性能价格比更高。作为TOPSwitch 的升级产品，不仅在性能上进一步改进，而且输出功率得到显著提高，TOPSwitch 系列器件在输入电压为100V、115V或230VAC时，系统功率从0100)W提高到0150W，在三种电压下均可工作时，系统的功率从050W提高到090W，从而使得TOPSwitch器件可在如电视、监视器以及音频放大器等许多新的应用范围内使用。,TOPSwitch 系列器件包括TOP221TOP227等几个型号，主要差异就在于输出功率的不同，如表7-2所示。POM表示加适宜的散热器后所能获得的最大连续输出功率。,7.5.1 工作原理,7.5.1 工作原理,表7-2 TOPSwitch的产品分类及最大输出功率POM单位：W,TOPSwitch 系列器件有3种封装方式，其中TO-220为典型的三端式封装，小散热片在内部与源极S脚相连，DIP-8是双列直插式8脚封装，SMD- 8是外表贴片式8脚封装，引脚排列如图7-23所示。采用TO-220封装时，可在小散热片上安装外部散热器。采用DIP-8和SMD-8封装时，可以将源极连接到印刷电路板公共地线的敷铜箔上，将芯片产生的热量直接传到印刷电路板上，不必另设散热器，节省本钱。,7.5.1 工作原理,aTO-220封装,bDIP-8、SMD-8封装,图7-23 TOPSwitch引脚排列,TOPSwitch 系列器件三个引脚分别为控制端C(Control)、源极S(Source)和漏极D(Drain)。,漏极D是片内输出功率管MOSFET的漏极，在起动时，通过内部高压开关电流源提供内部偏置电流。同时，该点也是内部电流检测点。漏-源击穿电压VBRDS700V。,源极S是片内输出功率管MOSFET的源极，对于TO-220封装，与芯片外壳相连，对于DIP-8和SMD-8封装，有6个互相连通的引脚，其中1、2、3引脚作为信号地，6、7、8那么为高压返回端HV RTN，即功率地。这两组引脚连接到印刷电路板地线区域的不同位置，可以防止大电流通过功率地线形成压降，对控制端产生干扰。,控制极C是误差放大电路和反响电流的输入端。在正常工作时，由内部并联调整器提供内部偏流。系统关闭时，可激发输入电流，同时也是提供旁路、自动重起和补偿功能的电容连接点。,7.5.1 工作原理,TOPSwitch 系列具有以下性能特点：,(1)输入交流电压和频率的范围极宽。固定电压输入时可选110V115V230V交流电，精度15，宽电压范围输入时，适配85V265V交流电，但POM值要比前者降低40。,(2)开关频率的典型值为100kHz，允许范围是90kHz110kHz，占空比调节范围是1.767。,(3)温度范围0-70摄氏度，最高结温135摄氏度。,(4)电源效率可达80左右，比线性集成稳压电源提高了近一倍。,TOPSwitch-将脉宽调制PWM控制系统的全部功能集成到三端芯片中，内置脉宽调制器、功率开关场效应管MOSFET、高频振荡器、自动偏置电路、保护电路、高压启动电路和环路补偿电路等，内部构造如图7-24所示。,7.5.1 工作原理,7.5.1 工作原理,图7-24 内部构造图,控制电压VC给并联调整器/误差放大器和门驱动极提供偏置电压，而控制端电流IC的大小用来调节占空比，当IC从6mA减到2mA时，D就由1.7%增至67%。比例系数即为脉宽调制增益。在C-S极间接47F的外部旁路电容CT，即可为门驱动极提供电流，并且由它决定自动重启动频率，同时，对控制环路进展补偿。控制电压VC的典型值为5.7V，极限电压VCM=9V，控制端最大允许电流ICM=100mA。VC有两种工作模式，一种是滞后调节，用于启动和过载两种情况，具有延迟控制作用；另一种是并联调节。,启动时，接在漏极和控制极之间的高压开关电流源提供控制电流IC，对CT充电，给控制电路供电。当VC首次到达5.7V时，高压电流源被关断，脉宽调制器和功率MOSFET就开场工作。此后，IC改由反响电路提供，工作在正常模式下，输出电压稳定，反响控制电流给VC供电，芯片持续工作，并联稳压器使VC保持在典型值，ZC与外部阻容元件共同决定控制环路的补偿特性。如果反响电流IC缺乏，控制极电容CT放电至阈值电压以下时，输出MOSFET 截止，控制电路处于低电流待机模式，高压电流源重新启动为对CT充电，由于自动重启动电路中的比较器具有滞后特性，它通过控制高压电流源的通断使VC保持在4.7-5.7V范围内，自动重启动电路一,7.5.1 工作原理,直工作，直到反响电流IC足够大，进入控制状态。为了减少功耗，当超过调整状态时，该电路将以5 %的占空比接通和关断电源。,TOPSwitch 内部电压取自具有温度补偿的带隙基准电压源，此基准电压源产生可微调的温度补偿电流源，来准确调节振荡器频率和MOSFET栅极驱动电流。,内部振荡电容在所设定的上、下阈值电压VH，VL之间周期性地线性充、放电便产生了脉宽调制所需要的锯齿波SAW；与此同时还产生最大占空比信号Dmax和时钟信号CLOCK。为减小电磁干扰，提高电源效率，振荡频率即开关频率设计为100kHz,当加到控制端的反响电流超过所需电流值时，就通过误差放大器进展分流，确保VC=5.7V。误差放大器的电压基准取自温度补偿带隙基准电压，控制端电流IC可直接取自反响电路，亦可接光耦反响电路，由光耦合器输出控制电流并实现电气隔离，能提高控制灵敏度。,通过改变控制端电流IC的大小，能连续调节脉冲占空比，实现脉宽调制PWM。D与IC呈线性关系，特性曲线如图7-25所示。在IC=2-6mA范围内，D与IC呈线性关系。,7.5.1 工作原理,7.5.1 工作原理,图7-25 电流与占空比的关系,当控制端电流IC流过电阻RFB时，产生误差电压Vr，经由RA，CA组成的截止频率为7kHz低通滤波器，降低开关噪声的影响，加至PWM比较器的同相输入端，再与锯齿波电压VJ进展比较，产生脉宽调制信号VPWM。,栅极驱动器以一定的受控速率使输出级MOSFET 导通，从而使共模电磁干扰减到最小，栅极驱动电流可微调节以改进精度。,为了提高准确度，栅极驱动电流还可以进展微调逐个周期限流。,过电流比较器的反相输入端接极限电压(又称阈值电压)ULIMIT，同相输入端接功率MOSFET的漏极。利用输出功率MOSFET的漏-源通态电阻RDSON作为电流采样电阻Rs。过流比较器将MOSFET 导通时的漏源电压与阈值电压ULIMIT进展比较。当漏极电流ID过大时，UDSONULIMIT，过电流比较器就翻转，输出高电平，经过Y2、H后，将触发器I复位，进而使功率MOSFET关断，直至下一个时钟周期触发器重新置位，起到过流保护作用。过流比较器的门限电压ULIMIT采取了温度补偿措施，以消除因RDSON随温度变化而引起ID的波动。TOPSwitch-II的极限电流典型值见表7-3。ILIMIT实际为功率MOSFET的漏极最大电流IDM。需要指出，尽管对TOPSwitch-II的芯片而言首要限制的是最大工作电流值，应满足IDILIMIT，但对开关电源来讲，那么要限制最大输出功率POM，并且有公式POM=IOMUO。显然，ILIMIT与最大输出电流IOM并无直接联系。只要POM未超过允许值，就允许IOMILIMIT。例如，TOP224P的ILIMIT=1.50A，在85265v宽电压范围输入时POM20W，此时输出选15V、1.33A或者10V、2A，最大输出功率均为20W，而后者的IOMILIMIT。,7.5.1 工作原理,7.5.1 工作原理,表7-3 TOPSwitch 的极限电流典型值,此外，芯片还具有初始输入电流限制功能。刚通电时可将整流后的直流电流限制在06 ILIMIT(对应于交流265V输入电压)或0.75 ILIMIT (对应于交流85V输入电压)。,在功率MOSFET刚导通时，前沿闭锁电路将过流比较器输出的上升沿封锁180ns的时间，这样可防止因一次侧电容和二次侧整流管在反向恢复时间内产生的尖峰电流，而导致开关脉冲过早的完毕。,如果调节失控，为了维持输出可调节，同时使TOPSwitch-II的功耗降到最低，关闭/自动重启动电路维持系统在占空比为5典型值下工作，中断从外部流入控制端的电流IC，
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