第6章+蜂窝移动通信用调制课件

,第二级,第三级,第四级,第五级,第,6,章,蜂窝移动通信用调制、解调技术,第,6,章 蜂窝移动通信用调制、解调技术,6.1,概述,6.2,模拟调频（,FM,）和数字频率调制（,FSK,）,6.3,数字相位调制,6.4,最小移频键控（,MSK,）调制,6.5,高斯滤波最小移频键控（,GMSK,）调制,6.6,数字信号调制系统的误码率性能,6.7,正交振幅调制（,QAM,）,习题,6.1,概 述,6.1.1,蜂窝移动通信系统对数字调制技术的要求,蜂窝移动通信系统对数字调制技术有以下几方面的要求。,(1),数字调制的目的在于使传输的数字信号与信道特性相匹配。 不同类型的信道特性， 将使用不同的调制技术。,(2),移动通信要求采用恒定包络数字调制技术。,(3),应尽量避免,AM/PM(,幅,-,相转换,),效应。,(4),要求调制方式具有最小的功率谱占用率， 即已调波具有快速高频滚降的频谱特性,， 或者说已调波除主瓣以外， 只有很小的旁瓣， 甚至几乎没有旁瓣。,具体地讲， 数字调制技术应满足如下特性要求：,为了在衰落条件下获得所要求的误码率,(BER),， 需要好的载噪比,(C/N),和载干比,(C/I),性能。,所用的调制技术必须在规定频带约束内提供高的传输效率,(,以,(,b/s)Hz,-1,为单位,),。,应使用高效率的功率放大器， 而带外辐射又必须降低到所需要求,(-60,-70,dB),。,恒定包络。,低的载波与同道干扰,(CCI),的功率比。,必须满足快速的比特再同步要求。,成本低， 易于实现。,6.1.2,数字调制技术分类,数字调制技术可按以下几方面进行分类。,(1),按基带数字信号对载波的振幅、 频率和相位不同参数所进行的调制， 可分为,ASK,、,FSK,和,PSK,。 也有同时改变载波振幅和相位的调制技术， 如正交调幅,(,QAM),。,(2),目前， 数字蜂窝通信系统调制技术， 主要有两大类：第一类是连续相位调制技术， 其射频已调波信号具有恒定包络的特性， 即恒定包络调制技术,。第二类是线性调制技术。,(3),相位路径或相位轨迹。 载波相位变化值是一个随时间变化的函数， 记作,(,t,),。,通常把相位路径分为两大类， 即连续相位路径和非连续相位路径。 数字调制的分类见图,6,- 1,所示。,图,6 - 1,数字调制的分类,6.1.3,数字调制信号所需的传输带宽,数字调制信号所需的传输带宽可表示为,式中,r,b,为语音编码比特率，,为调制制式的传输效率,(,以,(,b,/s)Hz,-1,为单位,),。,设频道间隔为,F,， 收、 发信机的频率偏差,(,即频率稳定度,),为,f,， 则频道间隔需满足,(6 - 1),由式,(6 - 1),可见， 在频道间隔受限的条件下， 要实现移动通信中的数字语音传输，应该：,降低语音编码的比特率；,提高振荡器的稳定度和准确度；,提高调制技术的传输效率。,6.1.4,有关,QPSK,调制技术的说明,四相移相键控,(QPSK),是一种误码性能优良、 信号频谱主瓣也很窄的调制技术， 它的缺点是频谱的旁瓣较大， 不能满足移动通信的要求。 为了减少旁瓣对邻道的干扰， 可以设想用滤波器将旁瓣滤除， 但这又必然导致信号包络发生起伏。 发信机中的功率放大器通常都是非线性的， 滤除了旁瓣的包络起伏的信号经过非线性放大之后， 它的频谱又将被扩散开来， 生成新的旁瓣， 这就是,AM/PM,效应。 解决上述问题的途径有二：,一是减少已调信号在码元转换时刻的相位跳变量。,二是提高功率放大器的线性动态范围。,6.2,模拟调频,(FM),和数字频率调制,(,FSK),6.2.1,模拟调频,(,F,M),1.,调频信号的产生,设载波信号为,u,(,t,)=,U,c,cos,(,c,t,+,0,),调频和调相信号可写成一般形式,u,(,t,)=,U,c,cos,c,t,+,(,t,),设调制信号为,u,m,(,t,),， 则调频信号的瞬时角频率与输入信号的关系为,因而调频信号的形式为,式中，,m,f,为调制指数。,(6 - 2),(6 - 3),2. FM,信号的频谱,将式,(6 - 2),展开成级数得,u,FM,(,t,)=,U,c,J,0,(,m,f,) sin,c,t,+J,1,(,m,f,) sin,(,c,+,),t,- J,1,(,m,f,) sin,(,c,-,),t,+J,2,(,m,f,) sin,(,c,+2,),t,- J,2,(,m,f,) sin,(,c,-2,),t,+,(6 - 4),式中，,J,k,(,m,f,),为,k,阶第一类贝塞尔函数,图,6 2 FM,信号的频谱,(,m,=2),3. FM,信号的带宽,若以,90,能量所包括的谱线宽度,(,以载频为中心,),作为调频信号的带宽， 则可以证明调频信号的带宽为,B,=2(,m,f,+1),F,m,=2(,f,m,+,F,m,),(6 - 5),若以,99,能量计算， 则调频信号的带宽为,(6 - 6),4. FM,信号解调和解调增益,FM,信号的产生可以用压控振荡器,(VCO),直接调频， 也可以将调制信号积分后送入调相器进行“间接调频”。,FM,信号解调可采用鉴频器或锁相环鉴频。,在接收端， 输入的高斯白噪声,(,其双边功率谱密度为,N,0,2),和信号一起通过带宽,B,=2(,m,f,+1),F,m,的前置放大器， 经限幅后送入到鉴频器， 再经低通滤波后得到所需的信号。 在限幅器前， 信号加噪声可表示为,r,(,t,)=,u,FM,(,t,)+,n,(,t,),=,U,c,c,os,c,t,+,(,t,),+,x,c,(,t,),cos,(,c,t,)-y,c,(,t,),sin(,c,t,),=,U,c,c,os,c,t,+,(,t,),+V(,t,) cos,c,t,+,(,t,),=,U,c,c,os,(,t,) (6 - 7),式中，,U,c,(,t,),经限幅器限幅后将为一常量， 而,(6 - 8),在大信噪比情况下， 即,U,c,V(,t,),， 有,鉴频器的输出为,5. FM,信号解调的门限效应,在小信噪比情况下， 即,U,c,V(,t,),， 由式,(6 - 8),得,此时没有单独的信号项存在， 解调器的输出几乎完全由噪声决定。 也就是说有用信号已被噪声淹没， 使得解调器的性能恶化， 引起了所谓的“门限效应”。,FM,解调器的性能及门限效应如图,6 - 3,所示。,图,6 - 3 FM,解调器的性能及门限效应,6.2.2,二进制移频键控调制,(,FSK),1. 2FSK,信号的产生,2FSK,信号的产生一般有两种方法： 频率选择法和载波调频法。 前者产生相位离散的,2FSK,信号， 后者产生相位连续的,2FSK,信号。,设输入到调制器的比特流为,a,n,，,a,n,=1,，,n,=-,+,。,FSK,的输出信号形式,(,第,n,个比特区间,),为,式中，,g,(,t,),是宽度为,Ts,的矩形脉冲， 系数,2. FSK,信号的功率谱和信号带宽,令,g,(,t,),频谱为,G,(,),，,a,n,取,+1,和,-1,的概率相等， 则,s,(,t,),的功率谱表达式为,图,6 - 4 2FSK,信号的功率谱,3. FSK,信号的解调和误码率,(,P,e,),2FSK,信号可采用包络检波法、 相干解调法和非相干解调法等方法解调。 通常使用相干解调法，,2FSK,相位连续时， 可采用鉴频器解调。 相干解调的框图如图,6 - 5,所示。,图,6 - 5 2FSK,的相干解调框图,设图,6 - 5,中两个带通滤波器的输出分别为,y,1,(,t,),和,y,2,(,t,),。 它们包括有用信号分量和噪声分量。 设噪声分量为加性窄带高斯噪声。 可分别表示为：,1,支路,n,c,1,(,t,),c,o,s,(,1,t,+,1,)-,n,s,1,(,t,),s,i,n,(,1,t,+,1,),2,支路,n,c,2,(,t,),c,o,s,(,2,t,+,2,)-,n,s,2,(,t,),s,i,n,(,2,t,+,2,),发“,+1”,时，,y,1,(,t,)=,a,c,o,s,(,1,t,+,1,)+,n,c,1,(,t,),c,o,s,(,1,t,+,1,)-,n,s,1,(,t,),s,i,n,(,1,t,+,1,),y,2,(,t,)=,n,c,2,(,t,),c,o,s,(,2,t,+,2,)-,n,s,2,(,t,),s,i,n,(,2,t,+,2,),发“,-1”,时，,y,1,(,t,)=,n,c,1,(,t,),c,o,s,(,1,t,+,1,)-,n,s,1,(,t,),s,i,n,(,1,t,+,1,),y,2,(,t,)=,a,c,o,s,(,2,t,+,2,)+,n,c,2,(,t,),c,o,s,(,2,t,+,2,)-,n,s,2,(,t,),s,i,n,(,2,t,+,2,),经过相乘器和低通滤波后的输出有：,发“,+1”,时：,x,1,(,t,)=,a,+,n,c,1,(,t,),x,2,(,t,)=,n,c,2,(,t,),发“,-1”,时,x,1,(,t,)=,n,c,1,(,t,),x,2,(,t,)=,a,+,n,c,2,(,t,),6.3,数字相位调制,6.3.1,二进制移相键控调制,(2,PSK),设输入二进制序列为,a,n,，,a,n,=1,，,n,=-,+,， 则,2PSK,的信号形式为,a,n,=+1),(,a,n,=-1),nT,b,t,(,n,+1),T,b,s,(,t,),还可以表示为,nT,b,t,2),来说，,FSK,信号实质上相当于由两载频不同的振幅键控,ASK,信号所组成， 其载频分别是,f,c,+,f,d,和,f,c,-,f,d,。 而且当,2,f,d,=,mr,b,(,m,是整数,),时，,FSK,信号功率谱密度出现离散频率的正弦分量。 图,6 - 12(b),示出,h,=1,， 即,2,f,d,=,r,b,时， 曲线的双峰变成了两条线状谱， 它在,f,c,+(0.5),r,b,和,f,c,-(0.5),r,b,处出现离散频率分量。,图,6 - 12 FSK,信号的功率谱密度,(,a,),调制指数,h,=0.5, 0.7, 1.5,时；,(b),调制指数,h,=1,时,表,6 - 2 FSK,信号所占带宽,6.4.2,最小移频键控,(,MSK),1. MSK,信号设计,二进制,MSK,信号的表示式可写为,s,(,t,)=cos,2,f,c,+,(,t,),(6 - 19),式中，,f,c,是载波频率， 而,(,t,),是附加的相位函数。 此式不仅适用于,MSK,， 也适用于在它基础上产生的,TFM,、,GMSK,调制方式， 只是不同调制方式所具有的附加相位函数是不同的。,对于,MSK,， 附加相位函数为,kT,b,t,(,k,+1),T,b,(6 - 20),kT,b,t,(,k,+1),T,b,(6 - 21),2. MSK,信号设计举例,两个传信频率,f,1,和,f,2,的选择必须使得它们在一个码元期间的相位累积严格地相差,180,。 下面我们举例说明,r,b,、,f,d,、,f,c,、,f,1,、,f,2,之间的关系。,给定,r,b,=21.504,Mb,s,则,选择,f,c,=13,f,d,=69.888,MHz,则,f,2,=14,f,d,=75.264,MHz,f,1,=12,f,d,=64.512,MHz,这样， 在一个码元时间内，,f,2,刚好完成,周,而,f,1,刚好完成,周,其载波刚好完成,周,3. MSK,信号的波形特性,图,6 - 13,示出了已知二进制数据时所对应的已调波波形。 由图可见，,FSK,波形在任何一个码元转换时刻上， 其相位总是连续的。 所谓连续， 是指当前所讨论的码元,a,k,范围内， 其,FSK,信号起始相位要等于,a,k,相邻的前一码元,a,k,-1,的终止相位,(,即对应于,t,=(,k,-1),T,b,时的相位,),。,图,6 - 13 MSK,的已调波形,4. MSK,信号的相位路径网格图,图,6 - 14(,a,),是针对一特定数据序列而画出的附加相位轨迹。 图,6 - 14(b),表示的是附加相位路径的网格图， 它是附加相位函数由零开始可能经历的全部路径。,k,和,a,k,之间的关系如表,6 - 3,所列。,图,6 - 14,附加相位函数,(,t,),及附加相位路径网格,表,6 - 3,相位常数,k,和,a,k,的关系,6.4.3 MSK,信号调制和解调,1. MSK,信号调制,由第,6.4.2,节的讨论可知，,MSK,信号必须具有以下特点：,已调信号的振幅是恒定的；,信号的频率偏移严格地等于,1/(4,T,b,),， 相应的调制指数,h,=(,f,2,-,f,1,),T,b,=1/2,；,以载波相位为基准的信号相位在一个码元期间内准确地线性变化,/2,；,在一个码元期间内， 信号应包含四分之一载波周期的整数倍；,在码元转换时刻， 信号的相位是连续的， 或者说信号的波形没有突变。,因此， 可以用以下步骤来产生,MSK,信号：,对输入数据序列进行差分编码；,把差分编码器的输出数据用串,/,并变换器分成两路， 并互相交错了一个码元宽度,T,b,；,用加权函数,cos,=,t,/(2,T,b,),和,sin=,t,/(2,T,b,),分别对两路数据进行加权；,用两路加权后的数据分别对正交载波,cos,c,t,和,sin,c,t,进行调制,(,调幅,),；,把两路输出信号进行叠加。,图,6 - 15,是这种采用正交调幅法实现,MSK,调制的原理方框图。 其表达式可写为,kT,b,t,(,k,+1),T,b,(6 - 23),图,6 - 15 MSK,调制器方框图,2. MSK,信号的解调,MSK,信号的解调可以采用相干解调， 也可以采用非相干解调。 在实用中， 收端往往需要解决载波恢复的相位模糊问题， 故,MSK,调制器前总需要加差分编码器， 而收端则必须在正交相干解调器输出端加差分译码器。,MSK,以及后面将要阐述的,G,MSK,信号都可以采用正交相干检测器来实现解调， 也可以采用一比特、 二比特差分检测的非相干检测器进行解调。 实现相干检测器的最主要问题是参考载波的恢复。 载波恢复的实际电路主要有逆调制环、 判决反馈环、 平方环、 科斯塔斯,(,Gostas,),环等。 下面我们以科斯塔斯环提取载波的同步检波电路为例来分析,MSK,解调原理。,图,6 - 16,是利用科斯塔斯环提取载波的,MSK,信号解调电路。,图,6 - 16,利用科斯塔斯环提取载波的,MSK,信号解调电路,图,6 - 17,利用科斯塔斯环提取载波的解调电路中各点波形,6.4.4 MSK,信号的功率谱密度,MSK,信号的功率谱密度表示式为,(6 - 26),式中，,A,为信号的振幅。,图,6 - 18,三种调制信号的功率谱,表,6 - 4 MSK,与,QPSK,信号所占带宽的比较,6.5,高斯滤波最小移频键控,(GMSK),调制,6.5.1 GMSK,基本原理和性能,1. GMSK,信号的产生,GMSK,调制原理如图,6 - 19,所示。 调制器输出已调波的频谱由前置滤波器的特性来控制， 为了使输出频谱密集， 前置滤波器必须具有以下特性：,窄带和尖锐的截止特性， 以抑制,FM,调制器输入信号中的高频分量；,脉冲响应过冲量小， 以防止,FM,调制器瞬时频偏过大；,保持滤波器输出脉冲响应曲线下的面积对应于,/2,的相移，,以使调制指数为,1/2,。,图,6 - 19 GMSK,调制器原理框图,2. GMSK,信号的特性,已调信号的相位路径取决于高斯滤波器输出脉冲的形状， 或者说在一个码元内已调波相位变化值取决于其间脉冲的面积。 由于脉冲宽度大于,T,b,， 即相邻脉冲间有重叠， 因此在决定一个码元内脉冲面积时要考虑相邻码元的影响。 为了简便， 可考虑脉冲宽度为,3,T,b,， 那么在连续三个码元不同情况下的相位路径， 可由如下规则确定：,一个码元内相位变化增加还是减小取决于这个码元内脉冲波形叠加后面积是正还是负， 若面积为正， 则相位增加； 反之， 则相位减小。,一个码元内相位变化值取决于这个码元内叠加后脉冲面积的大小。,在其它码元情况下， 由于正、 负极性的抵消， 叠加后脉冲波形面积小于上述两种情况， 即相位变化值小于,/2,。,GMSK,的相位路径如图,6 - 20,所示， 为了比较， 同时画上,MSK,和,TFM,的相位路径。 由图可见，,GMSK,把,MSK,相位路径的尖角平滑了， 因此它的频谱特性必优于,MSK,。,图,6 - 20 GMSK,相位路径,3. GMSK,信号的功率谱密度,图,6 - 21,是用计算机模拟的,GMSK,等效低通功率谱密度。 纵轴是以分贝表示的归一化功率谱密度， 横轴是归一化频偏,(,f,-,f,c,),T,b,， 参变量是预调制高斯低通滤波器,3,d,B,带宽的归一化值,B,b,T,b,。,图,6 - 21,GMSK,信号的功率谱密度,4. GMSK,抗邻道干扰性能,邻道干扰是指在两个信道频率间隔,f,一定情况下， 落在邻道中的带外辐射功率与所需信,道总功率的比值。 图,6 - 22,示出了计算机模拟结果。,图,6 - 22 GMSK,的邻道干扰,6.5.2 GMSK,调制和解调,用基带高斯脉冲串直接调制,VCO,的频率， 是一种简便的调制方法， 如图,6 - 19,所示。 但它在获,得调频所需灵敏度和线性的同时， 却很难克服中心频率的偏移。,图,6 23 PLL,型,GMSK,调制器,6.6,数字信号调制系统的误码率性能,在加性白噪声条件下， 二相移相键控系统理想情况的误码率可表示为,(6 - 29),式中，,erfc,(x),为互补误差函数， 有,MSK,可达到和,QPSK,一样好的误码率性能， 同样可以用式,(6 - 29),表示。,GMSK,调制系统在理想情况下的误码率为,(6 - 30),(6 - 31),图,6 - 24 GMSK,归一化最小信号距离,图,6 - 25,示出了,/4,相移,QPSK,的静态误码率性能， 实线表示由计算机仿真所得的特性； 虚线表示实验性测试结果。 当误码率,(BER),为,10,-3,时， 实验测试所得的,E,b,/,N,0,等于,11.2,d,B,。,图,6 - 26,给出的是动态误码性能， 它以最大多普勒频率,f,D,作为可变参数。 当,BER,为,10-3,时，,E,b,/N,0,约,26,d,B,。,图,6 - 25 /4-QPSK,静态误码率性能,图,6 - 26 /4-QPSK,动态误码率性能,图,6 27 GMSK,静态误码率性能,图,6 28 GMSK,动态误码率性能,图,6 - 27,为实验测得的,G,MSK,静态误码率性能， 图中以调制前高斯低通滤波器,L,P,F,的归一化,3,d,B,下降带宽,B,b,T,b,作为参变量， 而检测前高斯带通滤波器,BP,F,的归一化,3,d,B,下降带宽,B,i,T,b,为,0.63,。 由该图可见,B,b,T,b,=0.25,的,GMSK,与简单的,MSK,相比， 性能仅下降,1,d,B,。 图,6 - 28,绘出了,B,b,T,b,=0.25,时,G,MSK,在模拟快速瑞利衰落环境中的动态误码率性能的实验测量结果， 图中以最大多普勒频率， 即衰落速率,f,D,作为参变数。,6.7,正交振幅调制,(,QAM),6.7.1 QAM,信号的产生,正交振幅调制是,BPSK,、,QPSK,调制的进一步推广， 它是通过相位和振幅的联合控制， 可以得到更高频谱效率的一种调制方式， 从而可在限定的频带内传输更高速率的数据。,正交振幅调制的一般表达式为,y,(,t,)=,A,m,c,o,s,c,t,+,B,m,sin,c,t,，,0,t,T,s,(6 - 32),QAM,中的振幅,A,m,和,B,m,可以表示成,式中，,A,是固定的振幅，,(,d,m,和,e,m,),由输入数据确定。,(,d,m,和,e,m,),决定了已调,QAM,信号在空间中的坐标点。,6.7.2 QAM,的调制和相干解调,QAM,的调制和相干解调框图如图,6 - 29,所示。 在调制端， 输入数据经过串、 并变换后分为两路， 分别经过,2,电平到,L,电平的变换， 形成,A,m,和,B,m,。 为了抑制已调信号的带外辐射，,A,m,和,B,m,还要经过预调制低通滤波器， 才分别与相互正交的各路载波相乘。 最后将两路信号相加就可以得到已调输出信号,y,(,t,),。,图,6 - 29 QAM,调制解调原理框图,(a) QAM,调制框图；,(b) QAM,解调框图,在接收端， 输入信号与本地恢复的两个正交载波信号相乘以后， 经过低通滤波器， 多电平判决，,L,电平到,2,电平转换， 再经过并、 串变换就得到输出数据。,对,QAM,调制而言， 如何设计,QAM,信号的结构不仅影响到已调信号的功率谱特性， 而且影已调信号的解调及其性能。 常用的设计准则是在信号功率相同的条件下， 选择信号空间中信号点之间距离最大的信号结构， 当然还要考虑解调的复杂性。,图,6 - 30,是几种信号空间的结构， 条件是限定信号点数目,M=8,， 信号点仅取两种振幅值， 且信号点之间的最小距离为,2,A,。,在所有信号点等概出现的情况下， 平均发射信号功率为,(6 - 33),图,6 - 30 8QAM,的信号空间,6.7.3,星座图,在实际中， 常用的一种,QAM,的信号空间如图,6 - 31,所示。 这种星座称为方型,QAM,星座。,图,6 - 31,方型,QAM,的星座图,(,a,) 4QAM; (b) 16QAM; (,c,) 64QAM,对于方型,QAM,来说， 它可以看成是两个脉冲振幅调制信号之和， 因此利用脉冲振幅调,制的分析结果， 可以得到,M,进制,QAM,的误码率为,(6 - 34),式中，,k,为每个码元内的比特数，,k,=lbM,，,b,为每比,特的平均信噪比。 其计算结果如图,6 - 32,所示。,图,6 - 32 M,进制方型,QAM,的误码率曲线,图,6 - 33 M,进制星型,QAM,的星座图,(,a,) 4QAM,；,(b) 16QAM; (,c,) 64QAM,【习 题】,1.,移动通信中对调制解调技术的要求是什么,?,2.,已调信号的带宽是如何定义的,? FM,信号的带宽如何计算,?,3.,什么是调频信号解调时的门限效应,?,它的形成机理如何,?,4.,试证明采用包络检测时，,FSK,的误比特率为,。,6.,设输入数据速率为,16,k,b/,s,， 载频为,32,k,Hz,， 若输入序列为,0010100011100110,， 试画出,MSK,信号的波形， 并计算其空号和传号对应的频率。,7.,设输入序列为,00110010101111000001,， 试画出,GMSK,在,B,b,T,b,=0.2,时的相位轨迹， 并与,MSK,的相位轨迹进行比较。,8.,与,MSK,相比，,GMSK,的功率谱为什么可以得到改善,?,9.,若,GMSK,利用鉴频器解调， 其眼图与,FSK,的眼图有何异同,?,10.,试说明,GMSK,一比特延迟差分检测和二比特延迟差分检测的工作原理。,11. QPSK,、,OQPSK,和,4-DPSK,的星座图和相位转移图有何异同,?,12.,试述,4-DQPSK,调制框图中基分相位编码的功能， 以及输入输出信号的关系表达式。,13.,在正交振幅调制中， 应按什么样的准则来设计信号结构,?,14.,方型,QAM,星座与星型,QAM,星座有何异同,?,