移动通信第3章调制解调课件

,单击此处编辑母版标题样式,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第四级,Page,*,点击此处结束放映,单击此处编辑母版标题样式,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第四级,Page,*,第,3,章,调制解调,概述,3.1,数字相位调制,3.2,正交振幅调制,3.3,第3章 调制解调概述3.1数字相位调制3.2正交振幅调制,1,主要内容：,掌握调制、解调的概念；,掌握数字调制解调的分类；,掌握,2PSK,的调制、解调原理及其实现方法，已调信号的频谱特性；,主要内容：,2,掌握,QPSK,的调制、解调原理及其实现方法，已调信号的频谱特性；,了解,OQPSK,与,-QPSK,与,QPSK,相比的特点；,掌握QPSK的调制、解调原理及其实现方法，已调信号的频谱特性,3,了解,QAM,的原理及实现方法；,掌握,2FSK,的调制、解调原理及实现方法，已调信号的频谱特性，带宽计算公式；,了解,MSK,、,GMSK,的调制、解调原理，与,2FSK,的区别；,了解QAM的原理及实现方法；,4,了解多载波调制的概念；,掌握正交频分复用,(OFDM),调制的概念，调制、解调的原理及实现方法。,了解多载波调制的概念；,5,重点,:,2PSK,调制原理及实现方法；,2PSK,信号解调原理及其实现方法；,2PSK,已调信号的频谱特性；,QPSK,调制原理及实现方法；,重点:,6,QPSK,信号解调原理及其实现方法；,QPSK,已调信号的频谱特性；,2FSK,调制原理及实现方法；,2FSK,信号解调原理及其实现方法；,QPSK信号解调原理及其实现方法；,7,2FSK,已调信号的频谱特性；,2FSK,已调信号带宽计算；,正交频分复用,(OFDM),的调制、解调的原理及实现方法。,2FSK已调信号的频谱特性；,8,难点：,相干解调的原理及分析过程；,2PSK,已调信号的频谱特性；,QPSK,已调信号的频谱特性；,难点：,9,2FSK,已调信号的频谱特性；,2FSK,已调信号带宽计算分析；,正交频分复用,(OFDM),的概念及实现原理。,2FSK已调信号的频谱特性；,10,3.1,概述,调制是在发送端把要传输的模拟信号或数字信号（信源信号或基带信号）变换成适合信道传输的高频信号（带通信号）的过程。,信源信号或基带信号称为调制信号,3.1 概述 调制是在发送端把要传输的模拟信号或数字,11,调制完成后的带通信号称为已调信号。,解调是调制的反过程，在接收端将已调信号还原成要传输的原始信号。,调制完成后的带通信号称为已调信号。,12,按照调制信号的形式，调制可分为模拟调制（或连续调制）和数字调制。,按照调制信号的形式，调制可分为模拟调制（或连续调制,13,图,3-1,调制分类,图3-1 调制分类,14,模拟调制指利用输入的模拟信号直接调制（或改变）载波（正弦波）的振幅、频率或相位，从而得到调幅（,AM,）、调,频（,FM,）或调相（,PM,）信号。,模拟调制指利用输入的模拟信号直接调制（或改变）载波（,15,数字调制指利用数字信号来控制载波的振幅、频率或相位。,主要用于,2G,、,3G,及未来的系统中。,数字调制主要分为两类：幅度,/,相位调制和频率调制。,数字调制指利用数字信号来控制载波的振幅、频率或相位。,16,频率调制用非线性方法产生，其信号包络一般是恒定的，因此称为恒包络调制或非线性调制。,幅度,/,相位调制也称为线性调制。,频率调制用非线性方法产生，其信号包络一般是恒定的，因,17,移动系统选择具体的调制方式时，需要综合考虑以下几点。,（,1,）高传输效率。,（,2,）高频带利用率（最小占用带宽）。,（,3,）高功率效率（最小发送功率）。,（,4,）对信道影响的抵抗能力（最小误比特率）。,移动系统选择具体的调制方式时，需要综合考虑以下几点。,18,3.2,数字相位调制,3.2.1,二进制相移键控,设输入比特为,a,n,，,a,n,=,1,，,n,=,+,，则二进制相移键控（,2PSK,）的信号形式为,3.2 数字相位调制3.2.1 二进制相移键控,19,nT,b,t,(,n,+,1),T,b,（,3-1,）,式中，,表示载波幅度，,为载波角频率，,为输入数据流的比特宽度。,20,还可以表示为,即当输入为“,+,1,”时，对应的信号附加相位为“,0,”；当输入为“,1,”时，对应的信号附加相位为“,”。,nTbt,(n+1)Tb,（,3-2,）,还可以表示为nTbt(n+,21,2PSK,信号的典型波形如图,3-2,所示。,两种不同的调制法框图如图,3-3,所示。,2PSK信号的典型波形如图3-2所示。,22,图,3-2,2PSK,信号的典型波形,图3-2 2PSK信号的典型波形,23,图,3-3,2PSK,信号的调制框图,图3-3 2PSK信号的调制框图,24,1,2PSK,的频谱和带宽,设,g,(,t,),是宽度为,T,b,的矩形脉冲，其频谱为,G,(,),，设“,+1,”和“,1,”等概率出现，则,2PSK,信号的功率谱为,（,3-,3,）,12PSK的频谱和带宽 设g(t)是宽度为Tb的矩形,25,由于假定信号是等概率出现的双极性,NRZ,码，所以不存在直流成分，其功率谱为连续谱，无离散谱，如图,3-4,所示。,由于假定信号是等概率出现的双极性NRZ码，所以不存,26,图,3-4 2PSK,信号的功率谱密度,图3-4 2PSK信号的功率谱密度,27,2PSK,信号的带宽、频带利用率分别为,（,3-4,）,（,3-5,）,2PSK信号的带宽、频带利用率分别为,28,2,2PSK,解调,2PSK,接收端一般采用相干解调，其相干解调系统模型如图,3-5,所示。,22PSK解调 2PSK接收端一般采用相干解调，其,29,图,3-5,2PSK,的相干解调框图,图3-5 2PSK的相干解调框图,30,若输入噪声为窄带高斯噪声,n,(,t,)(,n,(,t,),均值为,0,，方差为,2,n,),，则解调器的输入信号为,（,3-6,）,若输入噪声为窄带高斯噪声n(t)(n(t)均值为0，,31,经带通滤波器后输出为,经带通滤波器后输出为,32,与本地载波相乘后，经低通滤波器滤除高频分量，在抽样判决器输入端得到,（,3-7,）,与本地载波相乘后，经低通滤波器滤除高频分量，在抽样判,33,根据高斯分布的特点，,v,(,t,),的概率分布为,（,3-8,）,根据高斯分布的特点，v(t)的概率分布为,34,在输入序列“,+,1,”和“,1,”等概出现的,条件下，最佳判决门限取“,0,”，当发“,1,”判为“,1,”或发“,1,”判为“,1,”都会导致产生误码，因此相干解调的误码率为,在输入序列“+1”和“1”等概出现的,35,（,3-9,）,式中，,为输入信噪比；,为互补误差函数，即,。,移动通信第3章调制解调课件,36,3.2.2,四相相移键控,四进制相移键控（,QPSK,）信号利用载波的,4,种不同相位来表征数字信息。,3.2.2 四相相移键控 四进制相移键控（QPSK）,37,其信号表示式为,kT,s,t,(,k,+,1),T,s,（,3-10),式中，,T,s,=,2,T,b,为四进制符号间隔；,为载波相位，有,4,种可能状态。,其信号表示式为,38,移动通信第3章调制解调课件,39,图,3-6 QPSK,的信号矢量图,图3-6 QPSK的信号矢量图,40,kT,s,t,(,k,+,1),T,s,（,3-11,）,因为,为,，,，,，,，,所以,于是，式（,3-11,）可以写成,（,3-12,）,其中，,，,kT,s,t,(,k,+,1),T,s,。,41,由式（,3-12,）可以得到图,3-7,所示的正交调制框图。,图,3-7,QPSK调制器框图,由式（3-12）可以得到图3-7所示的正交调制框图。,42,图,3-7,所示的,QPSK,调制器可以看作由两个,2PSK,调制器构成。,图3-7所示的QPSK调制器可以看作由两个2PSK调,43,1,QPSK,信号的功率谱和带宽,由于,QPSK,信号是由两正交载波调制的,2PSK,信号线性叠加而成，所以，,QPSK,信号的平均功率谱密度是同相支路及正交支路,2PSK,信号平均功率谱密度的线性叠加。,1QPSK信号的功率谱和带宽 由于QPSK信号是由,44,图,3-8,在相同信息速率下，,2PSK,与,QPSK,信号的功率谱密度,图3-8 在相同信息速率下，2PSK与QPSK信号的功率谱,45,（,3-15,）,46,2,QPSK,信号解调方法,由于,QPSK,信号可看作是同相及正交支路,2PSK,信号的叠加，所以在解调时可对两路信号分别进行,2PSK,解调，然后进行并,/,串变换，得到所传输的数据。,QPSK,解调器框图如图,3-9,所示。,2QPSK信号解调方法 由于QPSK信号可看作是同相,47,图,3-9 QPSK,相干解调器框图,图3-9 QPSK相干解调器框图,48,3.2.3,偏移四相相移键控,偏移四相相移键控（,OQPSK,）是在,QPSK,基础上发展起来的。,随着输入数据的不同，,QPSK,信号会发生相位跳变，跳变量可能为,或,，如图,3-15,（,a,）中的箭头所示。,3.2.3 偏移四相相移键控 偏移四相相移键控（OQ,49,当发生对角过渡，即产生,的相移时，经过带通滤波器之后所形成的包络起伏必然达到最大。,为了减小包络起伏，在对,QPSK,做正交调制时，将正交支路的基带信号相对于同相支路的基带信号延迟半个码元间隔,，这种调制方法称为偏移四相相移键控（,OQPSK,）。,当发生对角过渡，即产生 的相移时，经过带通滤波器之后所,50,OQPSK,信号的表达式为,（,3-16,）,式中，,I,(,t,),表示同相分量；,表示正交分量，它相对于同相分量偏,移,。,OQPSK信号的表达式为,51,由于同相分量和正交分量不能同时发生变化，相邻,1,个比特信号的相位只可能发生,的变化，因而星座图中的信号点只能沿正方形四边移动，不再沿对角线移动，消除了已调信号中相位突变,的现象，如图,3-15,（,b,）所示。,由于同相分量和正交分量不能同时发生变化，相邻1个比特,52,图,3-15 QPSK,和,OQPSK,信号的相位关系,图3-15 QPSK和OQPSK信号的相位关系,53,OQPSK,的调制框图如图,3-16,所示。,图,3-16 OQPKS,信号的产生框图,OQPSK的调制框图如图3-16所示。图3-16,54,3.2.4,四相相移键控,/4,四相相移键控（,/4-QPSK,）信号是在,QPSK,和,OQPSK,基础上发展起来的，它具有以下优点。,（,1,）在四进制码元转换时刻，当前码元的相位相对于前一码元的相位改变,或,。,（,2,）可以使用非相干解调，避免相干解调中相干载波的相位模糊问题。,3.2.4 四相相移键控 /4四相相移键控（/,55,图,3-18,/4-QPSK,信号的星座图,图3-18 /4-QPSK信号的星座图,56,-QPSK,信号的表达式为,（,3-17,）,其中，同相分量,和正交分量,的表达式分别为,（,3-18,）,（,3-19,）,其中，,，,和,分别是第,k,1,个和第,k,个码元的相位；,是相移。,-QPSK信号的表达式为,57,它和输入码元,和,的对应关系如表,3-1,所示。,输入二进制数字,( ，,),相位改变,k,（,1 1）,45,（,0 1）,135,（,0 0）,135,（,1 0）,45,表,3-1/4-QPSK,信号的相位变化,它和输入码元 和 的对应关系,58,3.3,正交振幅调制,正交振幅调制（,QAM,）是一种幅度和相位联合键控（,APK,）的调制方式。,3.3 正交振幅调制 正交振幅调制（QAM）是一种,59,1,MQAM,调制原理,正交振幅调制是用两路独立的基带数字信号对两个相互正交的同频载波进行抑制载波的双边带调制，利用已调信号在同一带宽内频谱正交的性质来实现两路并行的数字信息传输。,1MQAM调制原理 正交振幅调制是用两路独立的基带数,60,正交振幅调制的一般表达式为,0,t,T,s,（3-20）,式中，,T,s,为码元宽度，,A,m,和,B,m,为离散的振幅值，,m,=,1,，,2,，,M,，,M,为,A,m,和,B,m,的个数。,正交振幅调制的一般表达式为,61,MQAM中的振幅,A,m,和,B,m,可以表示成,（3-21）,式中，,A,是固定的振幅，(,d,m,，,e,m,)由输入数据确定。(,d,m,，,e,m,)决定了已调QAM信号在信号空间中的坐标点。,MQAM的调制框图如图3-19所示。,MQAM中的振幅Am和Bm可以表示成,62,图,3-19 M,QAM调制解调原理框图,图3-19 MQAM调制解调原理框图,63,将,MQAM,信号用几何表示时，其信号矢量端点称为星座点，所有信号星座点一起构成两种具有代表意义的信号星座图如图,3-20,所示。,在图,3-20,（,a,）中，信号点的分布成方型，故称为方型,16QAM,星座，也称为标准型,16QAM,。,在图,3-20,（,b,）中，信号点的分布成星型，故称为星型,16QAM,星座。,将MQAM信号用几何表示时，其信号矢量端点称为星座点,64,图,3-20,16QAM,的星座图,图3-20 16QAM的星座图,65,M,=,4,，,16,，,32,，,256,时,MQAM,信号的星座图如图,3-21,所示。,其中，,M,=,4,，,16,，,64,，,256,时星座图为矩形，而,M,=,32,，,128,时星座图为十字形。,M=4，16，32，256时MQAM信号的,66,图,3-21,MQAM,信号的星座图,图3-21 MQAM信号的星座图,67,2,MQAM,解调原理,MQAM,信号同样可以采用正交相干解调方法，其解调器原理图如图,3-22,所示。,2MQAM解调原理 MQAM信号同样可以采用正交相,68,图,3-22 MQAM,信号相干解调原理图,图3-22 MQAM信号相干解调原理图,69,3.4,数字频率调制,3.4.1,二进制频移键控,用二进制数字基带信号去控制载波频率称为二进制频移键控（,2FSK,）。,3.4 数字频率调制3.4.1 二进制频移键控,70,如图,3-25,所示，设输入到调制器的比特流为, ,，,，,。,2FSK,的输出信号形式为,图,3-25 2FSK,信号的产生,如图3-25所示，设输入到调制器的比特流为,71,nT,b,t,(,n,+,1),T,b,（,3-24,）,即当输入信号为传号“,+1,”时，输出频,率为,f,1,的正弦波；当输入信号为空号“,1,”时，输出频率为,f,2,的正弦波。,初相位,1,和,2,可以是连续的，也可以是不,连续的。,72,1,2FSK,的频谱与带宽,令,是宽度为,的矩形脉冲且频谱为,，,取,+1,和,1,的概率相等，则,的功率谱表达式为,（,3-25,）,12FSK的频谱与带宽 令 是宽度为,73,由式（,3-25,）及图,3-26,可见，,2FSK,信号的功率谱由离散谱和连续谱两部分组成，连续谱的形状随着,的大小而变化。,出现双峰，,出现单峰。,由式（3-25）及图3-26可见，2FSK信号的功率,74,图,3-26 2FSK,信号的功率谱,图3-26 2FSK信号的功率谱,75,2,2FSK,解调,2FSK,信号的接收解调也分为相干和非相干解调两类。,图,3-27,所示为相干解调的原理框图。,22FSK解调 2FSK信号的接收解调也分为相干和非,76,本节介绍,2FSK,的两种方法：包络检波法和过零点检测法。,包络检波法原理如图,3-28,所示。,本节介绍2FSK的两种方法：包络检波法和过零点检测法,77,图,3-28 2FSK,信号的包络检波法框图,图3-28 2FSK信号的包络检波法框图,78,图,3-29,给出过零点检测法的原理框图及各点的波形。,图3-29给出过零点检测法的原理框图及各点的波形。,79,图,3-29,过零点检测法,图3-29 过零点检测法,80,3.4.2,最小频移键控,最小频移键控 （,Minimum Frequency Shift Keying,，,MSK,）是二进制连续相位频移键控（,CPFSK,）的一种特殊形式。,有时也称为快速频移键控（,FFSK,）。,3.4.2 最小频移键控 最小频移键控 （Mini,81,MSK,信号的相位在码元转换时刻是连续的，而且在一个码元期间所对应的波形恰好相差,1/2,周期。,一个,MSK,信号的波形如图,3-32,所示。,MSK信号的相位在码元转换时刻是连续的，而且在一个码,82,图,3-32 MSK,信号的频率间隔与波形,图3-32 MSK信号的频率间隔与波形,83,由附加相位函数,的表示可以看出，,是一直线方程，其斜率为,，截距为,。,相应的附加相位函数,的波形如图,3-33,所示。,由附加相位函数 的表示可以看出，,84,图,3-33,附加相位函数,n,(,t,),的波形图,图3-33 附加相位函数n(t)的波形图,85,对于各种可能的输入信号序列，,的所有可能路径如图,3-34,所示。,对于各种可能的输入信号序列， 的所有可能路径如,86,图,3-34 MSK,的相位网格图,图3-34 MSK的相位网格图,87,MSK,信号具有的特点：,（,1,）,MSK,信号是恒定包络信号。,（,2,）在码元转换时刻，信号的相位是连续的，以载波相位为基准的信号相位在一个码元期间内线性地变化,。,（,3,）在一个码元期间内，信号应包括四分之一载波周期的整数倍，信号的频率偏移等于,，相应的调制指数,h,=,0.5,。,MSK信号具有的特点：,88,MSK,信号调制器原理图如图,3-35,所示,。,图,3-35 MSK,信号调制器原理框图,MSK信号调制器原理图如图3-35所示。图3-35 M,89,MSK,信号的功率谱如图,3-37,所示。,图,3-37 MSK,信号的功率谱,MSK信号的功率谱如图3-37所示。图3-37 MSK,90,MSK,信号属于数字频率调制信号，因此一般可以采用鉴频器方式进行解调，其原理图如图,3-38,所示。,图,3-38 MSK,鉴频器解调原理框图,MSK信号属于数字频率调制信号，因此一般可以采用鉴频,91,相干解调的框图如图,3-39,所示。,图,3-39 MSK,信号相干解调器原理框图,相干解调的框图如图3-39所示。图3-39 MSK,92,3.4.3,高斯滤波的最小频移键控,高斯最小频移键控（,GMSK,）既能够保持,MSK,相位连续、恒定包络的优点，还能够满足移动通信旁瓣功率的快速衰减的要求。,3.4.3 高斯滤波的最小频移键控 高斯最小频移键,93,1,GMSK,调制,/,解调的原理,GMSK,信号就是在,MSK,调制之前，加入一高斯低通滤波器（称为预调制滤波器）而产生的，如图,3-42,所示。,图,3-42 GMSK,调制的原理框图,1GMSK调制/解调的原理 GMSK信号就是在MS,94,图,3-42,中高斯低通滤波器的冲激响应为,（,3-48,）,式中，,B,b,为高斯滤波器的,3dB,带宽。,图3-42中高斯低通滤波器的冲激响应为,95,该高斯滤波器对单个宽度为,T,b,的矩形脉冲的响应为,（,3-49,）,。,该高斯滤波器对单个宽度为Tb的矩形脉冲的响应为,96,当,B,b,T,b,取不同值时，,g,(,t,),的波形如图,3-43,所示。,图,3-43,高斯滤波器的矩形脉冲响应,当BbTb取不同值时，g(t)的波形如图3-43所示,97,GMSK,的信号表达式为,（,3-50,）,式中，,a,n,为输入数据。,GMSK的信号表达式为,98,高斯滤波器的输出脉冲经,MSK,调制得到,GMSK,信号，其相位路径由脉冲的形状决定。,GMSK,的相位轨迹如图,3-44,所示。,高斯滤波器的输出脉冲经MSK调制得到GMSK信号，其,99,图,3-44 GMSK,的相位轨迹,图3-44 GMSK的相位轨迹,100,图,3-45,是通过计算机模拟得到的,GMSK,信号的功率谱。,图3-45是通过计算机模拟得到的GMSK信号的功率,101,图,3-45 GMSK,信号的功率谱密度,图3-45 GMSK信号的功率谱密度,102,表,3-2,给出了作为,B,b,T,b,函数的,GMSK,信号中包含给定功率百分比的射频带宽。,表3-2给出了作为BbTb函数的GMSK信号中包含,103,B,b,T,b,90%,99%,99.9%,99.99%,0.2,0.52,R,b,0.79,R,b,0.99,R,b,1.22,R,b,0.25,0.57,R,b,0.86,R,b,1.09,R,b,1.37,R,b,0.5,0.69,R,b,1.04,R,b,1.33,R,b,2.08,R,b,0.78,R,b,1.20,R,b,2.76,R,b,6.00,R,b,表,3-2GMSK,信号中包含给定功率百分比的射频带宽,BbTb90% 99% 99.9% 99.99% 0.20.,104,2,GMSK,调制,/,解调的实现,由式（,3-50,）可得,（,3-51,）,式中,（,3-52,）,2GMSK调制/解调的实现 由式（3-50）可得,105,根据不同的,B,b,T,b,值，计算得到,(,t,),之后，即可算出,cos,(,t,),和,sin,(,t,),值，离散化后做成两张表，根据输入数据,a,n,读出相应的值，然后利用,D/A,将其变换成模拟信号,cos,(,t,),和,sin,(,t,),，再进行正交调制就得到,GMSK,信号，如图,3-46,所示。,根据不同的BbTb值，计算得到(t)之后，即可算出,106,图,3-46,波形存储正交调制法产生,GMSK,信号原理框图,图3-46 波形存储正交调制法产生GMSK信号原理框图,107,GMSK,信号的基本特性与,MSK,信号完全相同，其主要差别是,GMSK,信号的相位轨迹比,MSK,信号的相位轨迹平滑。,GMSK信号的基本特性与MSK信号完全相同，其主要差,108,GMSK,信号也可以采用图,3-47,所示的差分解调器解调。,图,3-47,（,a,）是,1bit,差分解调方案。,图,3-47,（,b,）是,2bit,差分解调方案。,GMSK信号也可以采用图3-47所示的差分解调器解调,109,图,3-47 GMSK,信号差分解调器原理,图3-47 GMSK 信号差分解调器原理,110,3.5,多载波调制,多载波调制（,Multicarrier Modulation,）采用了多个载波信号。,它是将高速率的信息数据流经串,/,并变换，分解为若干个子数据流，从而使子数据流具有低得多的比特传输速率，然后每路低速率数据采用一个独立的载波调制并叠加在一起构成发送信号，这种系统也称为多载波传输系统。,3.5 多载波调制 多载波调制（Multicarri,111,多载波传输系统原理图如图,3-48,所示。,图,3-48,多载波传输系统原理图,多载波传输系统原理图如图3-48所示。图3-48 多载,112,与单载波系统相比，多载波调制技术具有如下优点。,（,1,）抗码间干扰和脉冲干扰能力强。,（,2,）抗多径干扰和频率选择性衰落的能力强。,（,3,）由于采用动态比特分配技术，可使系统达到最大比特率。,与单载波系统相比，多载波调制技术具有如下优点。,113,3.5.1,子信道无重叠的多载波数据传输,最简单的多载波调制方式是将数据流分成多个子比特流，再调制于不同中心频率的正交子载波上。,选择子比特流的个数时应使每个子比特流的码元周期远大于信道的时延扩展，子比特流的带宽相应地将远小于信道的相干带宽，这样就可以保证子比特流没有明显的,ISI,。,3.5.1 子信道无重叠的多载波数据传输 最简单的多,114,假设线性调制系统的码元速率为,R,、通带带宽为,B,。,若信道的相干带宽,，所传输的信号就会经历频率选择性衰落。,多载波调制的基本原理是将该宽带系统分割成,N,个并行的线性调制子系统，每个子信道的带宽,，数据速率,。,假设线性调制系统的码元速率为R、通带带宽为B。,115,如果,N,足够大，那么子信道的带宽,，这样，每个子信道近似,为平坦衰落信道。,从时域来看，调制后子信道上的码,元周期,与子信道带宽的倒数,成,正比，故,意味着,，,为信道的时延扩展。,如果N足够大，那么子信道的带宽,116,如果,N,足够大，码元周期将远大于时延扩展，从而使各子信道上的,ISI,很小。,如果N足够大，码元周期将远大于时延扩展，从而使各,117,图,3-49,给出了一个多载波发射机。,输入的比特流通过串并变换分为,N,个子比特流。,用,QAM,或,PSK,等线性调制方式将第,n,个子比特流调制到子载波,f,n,上，带宽为,B,n,。,图3-49给出了一个多载波发射机。,118,我们假设各子载波为相干解调，这样，分析中子载波的相位可以忽略。,假设波形成型脉冲为,g,(,t,),，则各子信道上的信号叠加成为总的发送信号：,（,3-53,）,我们假设各子载波为相干解调，这样，分析中子载波的相,119,图,3-49,多载波发射机,图3-49 多载波发射机,120,其中，,是第,i,个子载波上的复数符号，,是第,i,个子载波的初相。为使子信道不重叠，令,，这样，每个子比特流占用一个带宽为,的正交子信道，总带宽为,，总数据传输速率为,。,其中， 是第i个子载波上的复数符号， 是,121,由此可见，这种多载波调制并没有改变原系统的数据速率或信号带宽，但因为,，所以它几乎没有,ISI,。,图,3-50,所示是这种多载波调制的接收机。,每个子比特流先经过一个窄带滤波器以滤除其他子比特流，再经解调、串并变换后合为原始数据流。,由此可见，这种多载波调制并没有改变原系统的数据速率或,122,由此可见，这种多载波调制并没有改变原系统的数据速率或信号带宽，但因为,，所以它几乎没有,ISI,。,图,3-50,所示是这种多载波调制的接收机。,每个子比特流先经过一个窄带滤波器以滤除其他子比特流，再经解调、串并变换后合为原始数据流。,由此可见，这种多载波调制并没有改变原系统的数据速率或,123,图,3-50,多载波接收机,图3-50 多载波接收机,124,例,3-9,考虑一个总通带带宽为,1MHz,的多载波系统，该系统在一个信道时延扩展,T,m,=,20,s,的城市使用。为了使每个子信道都近似为平衰落，需要多少个子信道？,例3-9考虑一个总通带带宽为1MHz的多载波系统，该系,125,解：信道的相干带宽,B,c,=1/,T,m,=1/0.00,002=50kHz,；,为使每个子信道为平衰落，取,B,N,=,B,/,N,=,0.1,B,c,B,c,；,故需要的子信道数是,N,=,B,/0.1,B,c,=1,000,000/5,000=200,个。,解：信道的相干带宽Bc =1/Tm =1/0.00002,126,子信道无重叠的多载波调制技术即是传统的频分复用调制，这种方法的优点是实现简单直接；缺点是频谱的利用率低，子信道之间要留有保护频带，而且在频分路数,N,较大时多个滤波器的实现有困难。,子信道无重叠的多载波调制技术即是传统的频分复用调制，,127,3.5.2,子信道可重叠的多载波调制,通过重叠子信道可以提高多载波调制的频带利用率。,为使接收端译码器可将其分离，各子信道仍必须是正交的。,有两种方法可以获得重叠子信道。,3.5.2 子信道可重叠的多载波调制 通过重叠子信道,128,第,1,种方法是：各子载波间的间隔选取使得已调信号的频谱部分重叠，同时使复合谱是平坦的，如图,3-51,（,a,）所示。,重叠的谱的交点在信号功率比峰值功率低,3 dB,处。,子载波之间的正交性通过交错同相或正交子带的数据得到（即将数据偏移半个码元周期）。,第1种方法是：各子载波间的间隔选取使得已调信号的频谱部,129,第,2,种方案是：各子载波是互相正交的，且,各子载波的频谱有,1/2,的重叠，如图,3-51,（,b,）所,示。,该调制方式被称为正交频分复用（,OFDM,）。,此时的系统带宽比,FDMA,系统的带宽节省一,半。,第2种方案是：各子载波是互相正交的，且,130,图,3-51,子载波频率设置,图3-51 子载波频率设置,131,为了能分离出重叠的子载波，所需要的接收机结构将与图,3-50,不同。,重叠子信道系统的接收机结构如图,3-52,所示，它能正确解调发送符号而不受重叠子信道的干扰。,为了能分离出重叠的子载波，所需要的接收机结构将与图3,132,图,3-52,重叠子载波系统的接收机,图3-52 重叠子载波系统的接收机,133,多载波调制技术的优点是子信道带宽相对较窄，从而抑制了时延扩展的影响。,但子信道上的平衰落将使某些子信道有较高的误码率。,由于平衰落会严重影响子信道的传输性能，所以对子信道的衰落补偿十分重要。,多载波调制技术的优点是子信道带宽相对较窄，从而抑制了,134,补偿技术有很多种，包括时频域的交织编码、频域均衡、预编码、自适应加载等。,其中，时频域交织编码先将数据比特编成码字，再将编码结果在时域和频域上进行交织，而后通过各子信道传送，从而使码字中的各个比特经历独立的衰落。,补偿技术有很多种，包括时频域的交织编码、频域均衡、预,135,如果多数子信道有较高的信噪比，则接收到的码字中多数比特都是正确的，个别差的子信道上的误码会被编码纠正。,这种跨子信道的编码利用了多载波系统内在的频率分集特性来纠正误码，只有整个系统带宽内有充分的频域分集时，它才能良好工作。,如果多数子信道有较高的信噪比，则接收到的码字中多数比,136,如果信道的相干带宽较大，则子信道的衰落将高度相关，这将严重影响编码的效果。,多数编码方案都假设接收端已知信道信息，信道估计一般是通过在时域和频域发送二维导频信号实现的。,时频域交织编码利用了这样一点，即所有子载波上的数据都属于同一用户，可以进行联合处理。,如果信道的相干带宽较大，则子信道的衰落将高度相关，这,137,3.5.3,正交频分复用调制,1,OFDM,的基本原理,虽然,20,世纪,50,年代就已经提出了多载波调制，但由于各子信道需要有单独的调制解调器，这对当时的多数系统来说过于复杂。,3.5.3 正交频分复用调制1OFDM的基本原理,138,直到,20,年后，离散傅里叶变换（,Discret Fourier Transform,，,DFT,）及其逆变换,（,Inverse DFT,，,IDFT,）给出了简单、低成本,的实现方式，才使多载波调制技术获得了广,泛应用。,直到20年后，离散傅里叶变换（Discret Fou,139,正交频分复用（,OFDM,）将系统带宽,B,分为,N,个窄带的信道，输入比特流经串并变换分为,N,个比特流，然后分配在,N,个子信道上传输。,作为一种多载波传输技术，,OFDM,要求各子载波保持相互正交。,为了保证,N,个子载波相互正交，要求子载波频率间隔,（,3-54,）,正交频分复用（OFDM）将系统带宽B分为N个窄带的信,140,OFDM,信号可以用复数形式表示为,（,3-55,）,OFDM信号可以用复数形式表示为,141,式中，,为第,m,个子载波频率，,为载频间隔，,为第,m,个子载波上的复数信号。,一般,在一个符号期间,T,s,上为常数，即,（,3-56,）,式中， 为第m个子载波频,142,若对信号,进行采样，采样间隔为,T,b,，则有,（,3-57,）,若对信号 进行采样，采样间,143,假设一个符号周期,T,s,内含有,N,个采样值，即,T,s,=,N,T,b,（,3-58,）,假设一个符号周期Ts内含有N个采样值，即,144,OFDM,信号的产生首先是在基带实现，然后通过上变频产生输出信号。,因此，基带处理时可令,，则式（,3-56,）可简化为,（,3-59,）,OFDM信号的产生首先是在基带实现，然后通过上变频产,145,令,表示一个离散频域序列，其,N,点离散傅立叶反变换（,IDFT,）定义为,（,3-,60,）,令,146,比较式（,3-59,）与式（,3-60,）可见，若将,看作频率采样信号，则,为其对应的时域信号。,若,令,，则式（,3-59,）与式（,3-60,）完全相等。,比较式（3-59）与式（3-60）可见，若将,147,由此可见，若选择载波频率间隔,f,=,1,/,T,s,，则,OFDM,信号不但保持各子载波相互正交，而且可以用离散傅立叶反变换（,IDFT,）来表示，而,IDFT,可以利用逆快速傅立叶变换（,Inverse Fast Fourier Transform,，,IFFT,）高效实现。,由此可见，若选择载波频率间隔f =1/Ts，则OF,148,在,OFDM,系统中引入,IDFT,技术对并行数据进行调制和解调，,OFDM,信号频谱结构如图,3-53,所示。,OFDM,信号是通过基带处理来实现的，不需要振荡器组，从而大大降低了,OFDM,系统实现的复杂性。,在OFDM系统中引入IDFT技术对并行数据进行调制和,149,图,3-53 OFDM,信号频谱结构,图3-53 OFDM信号频谱结构,150,2,OFDM,信号调制与解调,OFDM,信号的产生是基于快速离散傅立叶变换,IFFT,实现的，其产生原理如图,3-54,（,a,）所示。,2OFDM信号调制与解调 OFDM信号的产生是基于,151,图中，输入信息速率为,R,b,的二进制数据序列,，根据,OFDM,符号间隔,T,s,，将其分成,R,b,T,s,个比特一组。,这,R,b,T,s,个比特经过串,/,并变换分配到,N,个子信道上，经过编码后映射为,N,个复数子符号,X,0,，,X,1,，,X,N,-1,，其中子信道,k,对应的字符,X,k,代表第,b,k,个比特。,图中，输入信息速率为Rb的二进制数据序列,152,这,N,个频率分量经过,IFFT,变换后产生长度为,N,的序列,x,n,=,x,0,，,x,1,，,，,x,N,-1,，其中，,（,3-61,）,这N个频率分量经过IFFT变换后产生长度为N的序列x,153,图,3-54,用,IFFT/FFT,实现,OFDM,原理图,图3-54 用IFFT/FFT实现OFDM原理图,154,假设离散时间信道的有限冲激响应长度为,，则,x,n,再加上长度为,的全零循环前缀（,cyclic prefix,），形成时域样值序列,，经过并,/,串变换后按顺序通过,D/A,变换器，得到,OFDM,基带信号,，再上变频到频率,。,假设离散时间信道的有限冲激响应长度为，则xn,155,发送信号经信道冲激响应滤波后叠加了噪声，形成接收信号,。,接收信号经下变频至基带，通过滤波器滤除高频成分，再通过,A/D,变换器得到样值序列,，,，其中,是信道的离散时间等效低通冲激响应，,是离散噪声。,发送信号经信道冲激响应滤波后叠加了噪声，形成接收信号,156,再去除,的前,个样值组成的前缀。,对所得到的,N,个样值经过串,/,并变换、,FFT,、均衡、译码判决、串,/,并变换后得到原始二进制数据序列。,再去除 的前 个样值组成的前缀。,157,在,OFDM,系统中，符号周期、载波间距和子载波数应根据实际应用条件合理选择。,符号周期的大小影响载波间距以及编码调制延迟时间。,若信号星座固定，则符号周期越长，抗干扰能力越强，但是载波数量和,FFT,的规模也越大。,各子载波间距的大小也受到载波偏移及相位稳定度的影响。,在OFDM系统中，符号周期、载波间距和子载波数应根据,158,一般选定符号周期时应使信道在一个符号周期内保持稳定。,子载波的数量根据信道带宽、数据速率以及符号周期来确定。,OFDM,系统采用的调制方式应根据功率及频谱利用率的要求来选择。,常用的调制方式有,QPSK,和,16QAM,方式。,一般选定符号周期时应使信道在一个符号周期内保持稳定。,159,另外，不同的子信道还可以采用不同的调制方式，特性较好的子信道可以采用频谱利用率较高的调制方式，而衰落较大的子信道应选用功率利用率较高的调制方式，这是,OFDM,系统的优点之一。,另外，不同的子信道还可以采用不同的调制方式，特性较好,160,3,OFDM,系统性能,（,1,）抗脉冲干扰,OFDM,系统抗脉冲干扰的能力比单载波系统强很多。,这是因为对,OFDM,信号的解调是在一个很长的符号周期内积分，从而使脉冲噪声的影响得以分散。,3OFDM系统性能 （1）抗脉冲干扰,161,事实上，对脉冲干扰有效的抑制作用是最初研究多载波系统的动机之一。提交给,ITU-T,（,International Telecommunication Union-Telecommunication Standardization Sector,）的测试报告表明，能够引起多载波系统发生错误的脉冲噪声的门限电平比单载波系统高,11 dB,。,事实上，对脉冲干扰有效的抑制作用是最初研究多载波系统,162,（,2,）抗多径传播与衰落,OFDM,系统把信息分散到许多个载波上，大大降低了各子载波的信号速率，使符号周期比多径时延长，从而能够减弱多径传播的影响。,若再采用保护间隔和时域均衡等措施，还可以有效降低符号间干扰。,保护间隔原理如图,3-55,所示。,（2）抗多径传播与衰落 OFDM系统把信息分散到许多个,163,图,3-55,保护间隔原理,图3-55 保护间隔原理,164,（,3,）频谱利用率,OFDM,信号由,N,个信号叠加而成，每个信号频谱为,函数（中心频率为子载波频率），相邻信号频谱之间有,1/2,重叠。,OFDM,信号的频谱结构如图,3-56,所示。,（3）频谱利用率 OFDM信号由N个信号叠加而成，每个,165,图,3-56 OFDM,信号的频谱结构示意图,图3-56 OFDM信号的频谱结构示意图,166,忽略旁瓣的功率，,OFDM,的频谱宽度为,（,3-62,）,由于信道中每,T,b,内传,N,个并行的码元，所以码元速率,（,3-63,）,所以频带利用率,（,Baud/Hz,）,（,3-64,）,可见，正交频分复用与用单个载波的串行体制相比，频带利用率提高了近一倍。,忽略旁瓣的功率，OFDM的频谱宽度为,167,4,多载波系统中的挑战,（,1,）峰均比,峰均（功率）比（,Peak-to-Average power Ratio,，,PAR,）是通信系统中的一个重要指标。,低峰均比可以使功放高效工作，而当峰均比较高时，功放必须要有较大的功率回馈才能保证信号的线性放大。,图,3-57,显示出了典型的功放特性。,4多载波系统中的挑战（1）峰均比,168,图,3-57,典型功放特性示意图,图3-57 典型功放特性示意图,169,一般要求功放工作在线性区以保证信号不失真，所以信号峰值也必须要限制在线性区内。,为了使功放达到最大的效率，自然希望峰值尽量接近均值。,此外，高峰均比信号的动态范围很大，这要求接收端有高分辨率的,A/D,变,换器，相应将提高接收机前端的实现复杂度和功耗。,一般要求功放工作在线性区以保证信号不失真，所以信号峰,170,推导证明，有,N,个子载波的最大峰均比等于,N,。,当然，,N,个符号完全同相相加的机率几乎为零，观察到的峰均比一般要比,N,小。,但,OFDM,的峰均比毕竟随子载波数的增长而以近似线性的方式增大。,因此，虽然为了减小循环前缀引起的开销，希望,N,越大越好，但代价是很高的峰均比。,推导证明，有N个子载波的最大峰均比等于N。,171,有许多方法可以降低,OFDM,信号的峰均比，或者可以容忍峰均比。,这些方法包括对高于某个门限值的,OFDM,信号进行削峰，用互补信号抵消峰值，采用有失真的非线性功放进行纠正，或者是采用特殊的编码技术等。,有许多方法可以降低OFDM信号的峰均比，或者可以容忍,172,（,2,）频率偏移和定时偏移,OFDM,调制通过正交的子信道传输数据符号，正交性是靠子载波间隔,保证的。,（2）频率偏移和定时偏移 OFDM调制通过正交的子信道,173,子信道在频域可能是重叠的，例如图,3-45,所示的时域为矩形脉冲（频域为,sinc,函数）的,OFDM,。,在实际当中，子载波的频率间隔是非理想的，,并不是精确等于,，其原因主要有振荡器不匹配、多普勒频移以及定时同步误差等。,子信道在频域可能是重叠的，例如图3-45所示的时域为,174,例如载频振荡器精度为,0.1,10,6,时，频率,偏移为,。,IEEE802.11a,无线局域网的载频是,，,则,。,这将破坏子信道的正交性，于是,FFT,输出,的样值将包含邻近信道的干扰。,下面我们对这种子载波间的干扰（,Inter Carrier Interference,，,ICI,）进行分析。,例如载频振荡器精度为0.1106时，频率,175,推导证明，当,T,s,增大时，子载波变窄，相互间隔也变小，于是子载波间的干扰也就越大。,其次，,ICI,随频率偏移,按平方关系增大。,而且，选择大的,N,值一般会使,T,s,也增大，从而使子载波更靠近。,推导证明，当Ts增大时，子载波变窄，相互间隔也变小,176,因此，除了峰均比随,N,增大这个因素外，,ICI,也是我们要尽量选择较小的,N,的原因，当然前提是要保证系统开销的要求。,给定,N,时，采取非矩形窗能进一步降低,ICI,。,因此，除了峰均比随N增大这个因素外，ICI也是我们,177,定时偏移的影响一般没有频率偏移明显，只要,OFDM,接收的,N,个样值没有受到前后符号的干扰，定时偏移的影响就可以忽略不计。,定时偏移的影响一般没有频率偏移明显，只要OFDM接收,178,5,OFDM,应用示例：,IEEE 802.11a,无线局域网标准,IEEE 802.11a,无线局域网标准就是基于,OFDM,技术的一个应用：它占用了,5GHz,开放频段中的,300MHz,带宽。,5OFDM应用示例：IEEE 802.11a无线局域网标准,179,IEEE 802.11g,标准在链路层设计上基本等,同于,IEEE 802.11a,标准，只是工作在较拥挤也,较窄的,2.4GHz,工业、科学和医用（,Industrial,，,Scientific and Medical,，,ISM,）开放频段上。,本节研究,OFDM,的设计及相关的设计原则。,IEEE 802.11g标准在链路层设计上基本等,180,OFDM,的基本参数有：带宽（,Bandwidth,）、,比特率（,Bit Rate,）及保护间隔（,Guard Interval,）。,这些参数的选择需要在多项要求中进行折中考,虑。,按照惯例，保护间隔的时间长度应该为应用移,动环境信道的时延扩展均方根值的,2,4,倍。,OFDM的基本参数有：带宽（Bandwidth）、,181,为了最大限度地减少由于插入保护比特所带来的信噪比的损失，希望,OFDM,符号周期长度要远远大于保护间隔长度。,但是符号周期长度又不可能任意大，否则,OFDM,系统中要包括更多的子载波数，从而导致子载波间隔相应减少，系统的实现复杂度增加，而且还加大了系统的峰值平均功率比，同时使系统对频率偏差更加敏感。,为了最大限度地减少由于插入保护比特所带来的信噪比的损,182,IEEE 802.11a,有,N,=,64,个子载波，其中只有,48,个用于数据传输，其他子载波中的,12,个置零以降低邻信道干扰，其余,4,个,发送导频以进行信道估计。,IEEE 802.11a有N=64个子载波，其,183,循环前缀有,=,16,个样值，因此每个,OFDM,符号总的样值数，包括数据样值和循环前缀一共是,80,个。,编码数据打包发送，发送端定期地收到接收端反馈回来的误包率，并据此决定出合适的纠错码以及调制方式。,循环前缀有=16个样值，因此每个OFDM符号总,184,所有的子载波在同一时间内都必须采用相同的编码及调制方式。,纠错码为卷积码，有,3,种可能的编码率：,r,=,1/2,、,2/3,或,3/4,。,子信道可采用的调制方式为,BPSK,、,QPSK,、,16QAM,或,64QAM,。,所有的子载波在同一时间内都必须采用相同的编码及调制方,185,IEEE 802.11a,的,300MHz,的总带宽分为许多个,20MHz,的信道，这些信道可以分配给不同的用户。,由于信道带宽,B,（取样率,1/,T,b,）为,20MHz,，将其平分给,64,个子载波，所以每个子载波的带宽为,IEEE 802.11a的300MHz的总带宽分为许,186,由于,=,16,以及,1/,T,b,=,20MHz,，所以，能够消除,ISI,的最大时延扩展为,这个值对应室内环境的时延扩展。,由于=16以及1/Tb=20MHz，所以，,187,包括循环前缀在内的每个,OFDM,符号周期有,80=16+64,个采样点，因此，子信道上的码元周期为,包括循环前缀在内的每个OFDM符号周期有80=1,188,每个子信道的数据速率为,，只有,48,个子载波用于数据传输，因此，采用,BPSK,