一基础知识课件

,单击此处编辑母版标题样式,#,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第四级,第五级,一、,阻抗电路的串,并联等效转换,由电阻元件和电抗元件组成的阻抗电路的串联形式与并联形式可以互相转换， 而,保持其等效阻抗和值不变,。,第,1,页,/,共,49,页,一、阻抗电路的串并联等效转换第1页/共49页,1,Z,p,=R,p,jX,p,=,Z,s,=R,s,+jX,s,要使,p,s,，,必须满足:,R,s,= X,s,=,第,2,页,/,共,49,页,Zp=RpjXp= Zs=Rs+jXs 要使ps，,2,按类似方法也可以求得:,R,p,= X,p,=,已知,Q=,当,Q1,时，则简化为：,R,p, Q,2,R,s, ,X,p, X,s,第,3,页,/,共,49,页,按类似方法也可以求得:已知Q=当Q1时，则简化为：第3页,3,二、选频特性,1、,并联谐振回路,(1) 回路谐振电导,(2) 回路总导纳,(3) 谐振频率,(4) 回路两端谐振电压,(5) 回路空载,Q,值,第,4,页,/,共,49,页,二、选频特性(1) 回路谐振电导(2) 回路总导纳(3) 谐,4,(6) 单位谐振曲线,回路电压,U,与外加信号源频率之间的幅频特性曲线称为谐振曲线,任意频率下的回路电压,U,与谐振时回路电压,U,00,之比称为单位谐振函数，用（）表示。（）曲线称为单位谐振曲线,。,定义相对失谐,当失谐不大时，即与,0,相差很小时：,第,5,页,/,共,49,页,(6) 单位谐振曲线回路电压U与外加信号源频率之间的幅频特性,5,(7) 通频带、选择性、矩形系数,为了衡量回路对于不同频率信号的通过能力，定义单位谐振曲线上（） 所包含的频率范围为回路的通频带， 用,0.7,表示。,0.7,2,1,取,BW,0.7,=f,2,-f,1,通频带与回路值(即选择性)是互相矛盾的两个性能指标,第,6,页,/,共,49,页,(7) 通频带、选择性、矩形系数 为了衡量回路对于不同,6,矩形系数,0.1,定义为单位谐振曲线（）值下降到时的频带范围,0.1,与通频带,0.7,之比， 即:,第,7,页,/,共,49,页,矩形系数0.1定义为单位谐振曲线（）值下降到,7,例 求并联谐振回路的矩形系数。,解： 取,利用图1.1.3，用类似于求通频带,0.7,的方法可求得,:,由上式可知， 一个单谐振回路的矩形系数是一个定值， 接近,10,， 说明单谐振回路的幅频特性不大理想。,第,8,页,/,共,49,页,例 求并联谐振回路的矩形系数。解： 取利用图1.1.,8,2、串联谐振回路,回路总阻抗,ZR,L,+r+j,回路空载值,Q,0,=,回路有载,Q,值,Q,e=,谐振频率,f,0,=,单位谐振函数,N(f)=,通频带,BW,0.7,=,第,9,页,/,共,49,页,2、串联谐振回路回路总阻抗 ZRL+r+j回路空载值,9,3、串、 并联谐振回路阻抗特性比较,串联,：,并联,：,第,10,页,/,共,49,页,3、串、 并联谐振回路阻抗特性比较串联：并联：第10页/共4,10,三、阻抗变换电路,阻抗变换电路：把实际阻抗变换为所希望的数值。,其中：,g,=g,s,+g,L,+g,e0，,R,=RsR,L,Re0,可见，1、,e,0，,回路选择性 ，,谐振电压,00,也将随着谐振回路总电阻的减小而减小；,2、,信号源内阻和负载不一定是纯电阻，可能还包括电抗分量，,将影响回路的谐振频率。,因此， 必须设法尽量消除接入信号源和负载对回路的影响。,第,11,页,/,共,49,页,三、阻抗变换电路阻抗变换电路：把实际阻抗变换为所希望的数值。,11,采用阻抗变换电路可以改变信号源或负载对于回路的等效阻抗。若使,s,或,L,经变换后的等效电阻增加，再与,e0,并联， 可使回路总电阻,减小不多，从而保证,e,与,0,相差不大； 若信号源电容与负载电容经变换后大大减小，再与回路电容并联， 可使总等效电容增加很少，从而保证谐振频率基本保持不变。,第,12,页,/,共,49,页,采用阻抗变换电路可以改变信号源或负载对于回路的等效阻,12,1、,阻抗变换电路（较宽频带范围）,（1）,自耦变压器电路,设自耦变压器损耗很小，可以忽略，则初、次级的功率,P,1,、P,2,近似相等。,1,=,2,，,U,1,U,2,N,1,/N,2,=,第,13,页,/,共,49,页,1、阻抗变换电路（较宽频带范围）（1）自耦变压器电路设自耦变,13,2）变压器阻抗变换电路,接入系数,2,1,1,=,2,第,14,页,/,共,49,页,2）变压器阻抗变换电路接入系数21 1=2,14,3）电容分压式电路,1,=,2,第,15,页,/,共,49,页,3）电容分压式电路1=2第15页/共49页,15,4）电感分压式电路,1,2,第,16,页,/,共,49,页,4）电感分压式电路12第16页/共49页,16,例 某接收机输入回路的简化电路如图例1.2所示。已知,1,=5,pF，,2,=15,pF，,s,=75 ，,L,=300 。,为了使电路匹配，即负载,L,等效到回路输入端的电阻,L,s，,线圈初、次级匝数比,1,2,应该是多少？,解： 由图可见， 这是自耦变压器电路与电容分压式电路的级联。,L,等效到两端的电阻,L,等效到输入端的电阻,如要求,L,s，,则,第,17,页,/,共,49,页,例 某接收机输入回路的简化电路如图例1.2所示。已知,17,2、选频匹配网络（较窄频带范围）,1）,R,1,R,2,在,X,1,与,X,p,并联谐振时，有,X,1,+X,p,=0, R,1,=R,p,R,1,=(1+Q,2,)R,2,第,18,页,/,共,49,页,2、选频匹配网络（较窄频带范围）1）R1R2在X1与X,18,2）,R,1,R,2,第,19,页,/,共,49,页,2）R1 R2第19页/共49页,19,T,型网络和,型网络各由三个电抗元件(其中,两个同性质， 另一个异性质,)组成，如图所示，它们都可以分别看作是两个倒,L,型网络的组合，用类似的方法可以推导出其有关公式。,第,20,页,/,共,49,页,T型网络和型网络各由三个电抗元件(其中两个同性质，,20,例 1.3已知某电阻性负载为10,，,请设计一个匹配网络，使该负载在20,MHz,时转换为50,。,如负载由10,电阻和0.2,H,电感串联组成，又该怎样设计匹配网络?,解 由题意可知，匹配网络应使负载值增大，故采用图 1.1.11(,a),所示倒,L,型网络。,第,21,页,/,共,49,页,例 1.3已知某电阻性负载为10，请设计一个匹配网络，使该,21,如负载为10,电阻和0.2,H,电感相串联，在相同要求下的设计步骤如下：因为0.2,H,电感在20,MHz,时的电抗值为：,X,L,=,L,=22010,6,0.210,-6,=25.1 ,而,X,2,-X,L,=20-25.1= -5.1 ,第,22,页,/,共,49,页,如负载为10电阻和0.2 H电感相串联，在相同要求下的设,22,第二节 集中选频滤波器,常用的集中选频滤波器有：,1.石英晶体滤波器,2.压电陶瓷滤波器,3.声表面波滤波器,集中选频滤波器的优点：,体积小,成本低,选择性好,频率稳定,第,23,页,/,共,49,页,第二节 集中选频滤波器常用的集中选频滤波器有：1.石,23,一、晶体滤波器和陶瓷滤波器,石英晶体具有压电效应。,当晶体,受到应力,作用时, 在它的某些特定表面上将,出现电荷, 而且应力大小与电荷密度之间存在着线性关系, 这是,正压电效应,；,当晶体,受到电场,作用时, 在它的某些特定方向上将,出现应力,变化, 而且电场强度与应力变化之间存在着线性关系, 这是,逆压电效应,。,加交流电压,产生应变,机械振动,产生交变电荷,交流电压的频率=晶体固有频率,谐振,第,24,页,/,共,49,页,一、晶体滤波器和陶瓷滤波器石英晶体具有压电效应。当晶体受到应,24,二、声表面滤波器,SAWF,声表面波滤波器（,urface,coustic,ave,ilter）,是利用晶体的压电效应和表面波传播的物理特性制成的一种新型电,声换能器件。,第,25,页,/,共,49,页,二、声表面滤波器SAWF 声表面波滤波器（u,25,第,26,页,/,共,49,页,第26页/共49页,26,第三节 电噪声,噪声分为,：,1、外部噪声：,从器件外部窜扰进来的,2、内部噪声：,器件内部产生的,内部噪声源主要有电阻热噪声、 晶体管噪声和场效应管噪声三种。,一、电阻热噪声,电阻热噪声是由于电阻内部自由电子的热运动产生的。,在整个无线电频段内具有均匀频谱的起伏噪声称为白噪声。,阻值为的电阻产生的噪声电流功率频谱密度和噪声电压功率频谱密度分别为：,其中,k=1.3810,-23,JK,第,27,页,/,共,49,页,第三节 电噪声噪声分为：从器件外部窜扰进来的2、内部噪声：器,27,在频带宽度为,内产生的热噪声均方值电流和均方值电压分别为：,I,2,n,=S,I,(f),BW,U,2,n,=S,U,(f),BW,第,28,页,/,共,49,页,在频带宽度为内产生的热噪声均方值电流和均方值电压分别为：,28,例15 试计算,k,电阻的噪声均方值电压和均方值电流各是多少？设,K,k,。,解:,U,2,n,=4k,T,R,BW=41.3810,- 23,29051010,3,10,5,8.1610,-10,2,I,2,n,=4k,T,BWR=41.3810,-23,29010,5,(51010,3,) 3.1410,-21,2,第,29,页,/,共,49,页,例15 试计算k电阻的噪声均方值电压和均方值电,29,二、晶体管噪声, 热噪声,体电阻和引线电阻均会产生热噪声, 其中以基区体电阻,r,bb,的影响为主,。, 散弹噪声,主要噪声源。由单位时间内通过结的载流子数目随机起伏而造成的。,其电流功率频谱密度为:, ,I,（,）,0,其中,0,是通过结的平均电流值, .,-19,库仑。, 分配噪声, 闪烁噪声,第,30,页,/,共,49,页,二、晶体管噪声 热噪声体电阻和引线电阻均会产生热噪声, 其,30,三、场效应管噪声,1 沟道热噪声, 主要噪声源。,2 栅极漏电流产生的散弹噪声。,3 闪烁噪声，在高频时可以忽略,。,沟道热噪声和栅极漏电流散弹噪声的电流功率频谱密度分别是：, ,S,I,(f)=4kT(2/3)g,m,S,I,(f)=2qI,g,其中,m,是场效应管跨导, ,g,是栅极漏电流。,第,31,页,/,共,49,页,三、场效应管噪声1 沟道热噪声, 主要噪声源。沟道热噪声和栅,31,四、额定功率和额定功率增益,信号额定功率是指电压信号源,U,S,可能输出的最大功率。 当负载阻抗,L,与信号源阻抗,s,匹配时, 信号源输出功率最大。 所以, 其额定功率为：,用额定功率来表示电阻的热噪声功率。 电阻,R,的噪声额定功率为:,额定功率增益,PA,是指一个线性四端网络的输出额定功率,Ao,与输入额定功率,Ai,的比值。即:,第,32,页,/,共,49,页,四、额定功率和额定功率增益 信号额定功率是指电压信号源,32,例16 求图例16所示四端网络的额定功率增益。,解: 图示四端网络输入端额定功率,Ai,也就是输入信号源的额定功率, 即:,从四端网络输出端往左看, 其戴维南等效电路是由信号源,U,S,与电阻,s,串联组成, 所以输出端额定功率为:,所以, 额定功率增益,第,33,页,/,共,49,页,例16 求图例16所示四端网络的额定功率增益。解:,33,五、线性四端网络的噪声系数,信噪比是指四端网络某一端口处信号功率与噪声功率之比。 信噪比,SNR(Signal to Noise Ratio),通常用分贝数表示, 写作,：,其中,s、,n,分别为信号功率与噪声功率。, 噪声系数定义,放大器的噪声系数,NF(Noise Figure),定义为输入信噪比与输出信噪比的比值, 即:,第,34,页,/,共,49,页,五、线性四端网络的噪声系数 信噪比是指四端网络某一端口,34,通常规定,ni,是输入信号源内阻,s,的热噪声产生在放大器输入端的噪声功率, 而,s,的温度规定为,称为标准噪声温度, 用,表示。相应的噪声系数称为,“,标准噪声系数,”,。, 噪声系数的计算式,第,35,页,/,共,49,页,通常规定ni是输入信号源内阻s的热噪声产生在放大器输入端,35,3 放大器内部噪声表达式,nAn,(,),pA,k,0,当时, ,nAn,进一步表明了噪声系数是衡量放大器内部噪声性能的参数。, 级联噪声系数,先考虑两级放大器。 设它们的噪声系数和额定功率增益分别为,F,1,、,F,2,和,PA1,、,PA2,且假定通频带也相同。 总输出噪声额定功率 ,nAo,由三部分组成, 即:,nAn,1,(,1,),PA1,k,0,nAn2,(,2,),PA2,k,0,第,36,页,/,共,49,页,3 放大器内部噪声表达式nAn()pAk,36,对于,n,级放大器, 将其前(,n-1),级看成是第一级, 第,n,级看成是第二级, 可推导出级放大器总的噪声系数为,：,可见, 在多级放大器中, 各级噪声系数对总噪声系数的影响是不同的,前级的影响比后级的影响大, 且总噪声系数还与各级的额定功率增益有关,。 所以, 为了减小多级放大器的噪声系数, 必须降低前级放大器（尤其是第一级）的噪声系数, 而且增大前级放大器（尤其是第一级）的额定功率增益。,第,37,页,/,共,49,页,对于n级放大器, 将其前(n-1)级看成是第一级, 第n级看,37,无源四端网络的噪声系数,等效为一个电阻网络。,第,38,页,/,共,49,页,无源四端网络的噪声系数等效为一个电阻网络。第38页/共49,38,例1.7某接收机由高放、 混频、中放三级电路组成。已知混频器的额定功率增益,PA2,.,噪声系数,2, 中放噪声系数,3, 高放噪声系数,1,。如要求加入高放后使整个接收机总噪声系数降低为加入前的十分之一, 则高放的额定功率增益,PA1,应为多少？,解: 先将噪声系数分贝数进行转换。 、 分别对应为、。,未加高放时接收机噪声系数,加高放后接收机噪声系数应为:,第,39,页,/,共,49,页,例1.7某接收机由高放、 混频、中放三级电路组成。已知混频器,39,由例可以看到, 加入一级高放后反而使整个接收机噪声系数大幅度下降, 其原因在于整个接收机的噪声系数并非只是各级噪声系数的简单迭加, 而是各有一个不同的加权系数。未加高放前, 原作为第一级的混频器噪声系数较大, 额定功率增益小于； 而加入后的第一级高放噪声系数小, 额定功率增益大。由此可见, 第一级采用低噪声高增益电路是极其重要的。,第,40,页,/,共,49,页,由例可以看到, 加入一级高放后反而使整个接收机噪声系数大幅度,40,6 等效输入噪声温度,噪声温度,e,是将实际四端网络内部噪声看成是理想无噪声四端网络输入端信号源内阻,s,在温度,e,时所产生的热噪声, 这样, ,s,的温度则变为,0,e,这种等效关系如图1.3.2 所示。,P,nAo,=P,nAi,G,pA,+P,nAn,=k,T,0,BW,G,PA,NF,nAo,k,(,0,e,),PA,第,41,页,/,共,49,页,6 等效输入噪声温度噪声温度e是将实际四端网络内部噪声看成,41,7 接收灵敏度,接收灵敏度是指接收机正常工作时，输入端所必须得到的最小信号电压或功率。,设灵敏度电压为,E,A,，,接收天线等效电阻为,R,A,，,则接收机输入端额定信噪比为：,若正常工作时接收机输出额定信噪比,D=P,S0,/P,N0,，,则,第,42,页,/,共,49,页,7 接收灵敏度 接收灵敏度是指接收机正常工作时，,42,第四节 反馈控制电路原理及其分析方法,根据控制对象参量的不同, 反馈控制电路可分为以下三类：,自动增益控制, 自动频率控制和自动相位控制,。其中自动相位控制电路又称为锁相环路是应用最广的一种反馈控制电路。,一、反馈控制原理,第,43,页,/,共,49,页,第四节 反馈控制电路原理及其分析方法 根据控制对象参,43,二、分析方法,根据具体电路的组成情况, 对于反馈控制电路需分别采用,线性或非线性,的分析方法。但是, 在分析某些性能指标时, 在一定条件下, 某些非线性环节可以近似用线性化的方法处理。,由于直接采用时域分析法比较复杂, 所以采用复频域分析法, 然后利用拉氏逆变换再求出其时域响应, 或利用拉氏变换与傅氏变换的关系求得其频率响应。,第,44,页,/,共,49,页,二、分析方法 根据具体电路的组成情况, 对于反馈控制电,44,小结,1、,LC,谐振回路,（1）选频（,P610）,（2）频幅和频相转换,（3）阻抗变换（,P1014）,2、电噪声,（,1）分类,（2）噪声系数（,P2225）,第,45,页,/,共,49,页,小结1、LC谐振回路（1）选频（P610）（2）频幅和频相,45,设计一低通型,L,网络，完成图示两级放大器的级间匹配。已知,Q,2,的输入阻抗,Rin=2.7,Q,1,的输出电容,C,01,=3pF,要求最佳负载,Ropt=53,工作频率为900,MH,Z,画出匹配网络电路结构,计算元件数值.,第,46,页,/,共,49,页,设计一低通型L网络，完成图示两级放大器的级间匹配。已知Q2的,46,在图所示的抽头并联谐振回路中,已知,L=100uH,C,1,=40pF,C,2,=50pF,回路空载品质因数,Q,0,=100,负载,R,L,=8K,C,L,=10pF,信号源内阻,R,S,=0.6K,.1.,要求总负载与信号源匹配时,试求信号源接入点,L,2,的数值;2.求回路的谐振频率和通频带.,第,47,页,/,共,49,页,在图所示的抽头并联谐振回路中,已知L=100uH,C1=40,47,并联谐振回路应用电路如图所示,回路固有损耗为零,C,1,=5pF,C,2,=15pF,R,S,=75,R,L,=300,为使回路匹配,试求,n(n=N,23,/N,13,),的值.,第,48,页,/,共,49,页,并联谐振回路应用电路如图所示,回路固有损耗为零,C1=5pF,48,如图所示电路,已知电路输入电阻,R,1,=75,负载电阻,R,L,=300,C,1,=C,2,=7pF,欲实现阻抗匹配,求,N,1,/N,2,.,第,49,页,/,共,49,页,如图所示电路,已知电路输入电阻R1=75 ,负载电阻RL=,49,