基于SIMULINK的并网逆变器的仿真研究

计算机辅助工程设计课程设计与报告 题 目：基于SIMULINK的并网逆变器的仿真研究 基于SIMULINK的并网逆变器的仿真研究 第一章 绪论1.1 课题背景及研究意义当今社会，资源、环境和能源问题仍困扰着世界的发展。对此，各国对开发利用新型能源、使用清洁能源的需求日益迫切，尤其是中国，地广人多，是能源消耗大国。目前，国内更多的依靠火电、水电和核聚变发电来供电。然而火电生产排放大量的硫化物、粉尘等严重污染空气，影响气候变迁，其来源化石能源也将消耗殆尽；水电建设成本高，资源有限，还会给江河系统造成不可逆的破坏；核电在安全方面有缺陷，一旦核泄漏，将给环境造成毁灭性的破坏，日本福岛核泄漏事故就是一个活生生的例子。因此，人类不得不寻求更加清洁、安全的替代能源。进入21世纪后，各国政府都在大力鼓励研究清洁可再生能源，太阳能、风能、地热能、潮汐能等环境能量开发技术获得快速发展，其中尤以风能和太阳能应用最多。由于我国资源分布不均衡，有些地方如内蒙古、沿海，有的地方太阳能蕴藏量大，如西藏，但这些地方发出的电当地并不能完全消纳，而其他一些地区则因负荷过重而缺电，因此将电资源丰富的地方发出的电并入电网是明智之举。然而，分布型电能并入电网需要做到与电网同频同相同幅值，目前并网技术成为了新能源发电的瓶颈技术。因此，本文通过从并网逆变器的设计着手研究新能源并网技术，具有一定实际意义。1.2 并网标准新能源发电并入电网的电能必须满足以下3个条件5：（1）电压幅值：纹波幅值10%。（2）频率：频差0.3Hz1。（3）相位相同，相序相同，且相位差20。表1-1 并网标准化指标容量（KVA）电压差（V，%）相位差（，）频率差（f，Hz）0-50010200.3500-15005150.21500-100003100.1表1-2 电压谐波技术指标N谐波N1111N1717N2323N3535N总谐波（THD）%4.02.01.50.60.35.01.3 本文研究的内容本文主要研究并网逆变器的设计方法及其控制策略的实现方法。为获得与电网同频同相等幅、单位功率因数、低畸变率的并网电压电流，本文通过SPWM双闭环控制。本文的主要研究工作归纳如下：（1）分别建立新能源发电并网系统的数学模型，并在Simulink上进行仿真验证。（2）探讨控制策略，详细地研究双闭环控制的设计方法。（3）计算、设置逆变器主电路及控制电路各器件的参数值，在Simulink上进行仿真调试，使得仿真结果符合设计的指标，分析仿真结果。第二章 并网逆变器的建模与仿真2.1 逆变器的拓扑结构简介与比较新能源发电输出的既有交流电也有直流电，如风能，发电机输出的是交流电，通常要先进行整流，再通过逆变器并网；而太阳能，发电输出的是直流电，则可直接逆变并网。逆变器常见的拓扑结构有双PWM逆变型、不可控整流+SPWM逆变型、不可控整流+Z源逆变拓扑结构。本文以风力发电并网逆变器为例对并网逆变器的拓扑结构作简要介绍与比较。2.1.1 双PWM型拓扑结构双PWM型逆变器电路图如图2-1所示，风电机输出的交流电通过AC-DC-AC变换器并入电网，其中整流环节和逆变环节均使用PWM全控型三相电桥。此种电路有一定优点：通用性较强，机侧和网侧的控制电路、控制算法相似，能灵活控制风电并网，且并网电能质量较好，因此，目前该拓扑结构比较主流。但该拓扑结构也有其固有缺点：首先，太多的电力电子器件导致系统谐波难以控制；其次，PWM整流器使用全控型三相电桥，增加了系统成本，虽然系统稳定性提高了，但是高昂的成本使得其性价比还不如不可控整流+SPWM逆变拓扑结构。 图2-1 双PWM型拓扑结构2.2.2 不可控整流+SPWM逆变型拓扑结构不可控整流+SPWM逆变型拓扑结构如图2-2所示，整流桥的开关器件是二极管，逆变桥的开关器件是全控型电力电子器件2。该拓扑结构的显著优点是成本低，控制简单。当然也有其缺点，即机侧功率因数可能不为1。图2-2不可控整流+SPWM逆变型拓扑结构2.2.3 不可控整流+Z源逆变拓扑结构Z源逆变器电路图如图2-3所示，Z源逆变器的主电路有电流源型和电压源型，负载有感性负载和容性负载，上下桥臂允许直通，这不同于传统电桥3。由此可见Z源逆变器控制更加灵活，更能适应风电的随机性，增强系统的稳定性。但是该拓扑结构控制复杂，目前还处于研发阶段，应用较少。图2-3 不可控整流+Z源逆变拓扑结构综合上述三种拓扑结构的比较，考虑到性价比，本文采用不可控整流+SPWM逆变型拓扑结构。2.3 逆变器的建模与解耦分析2.3.1 三相电压全控型逆变器的工作原理三相电压全控型逆变器的结构如图2-4所示，直流侧电压用一个直流电压源代表发电机输出电能整流之后的直流电压水平，用表示。直流侧电容起稳定直流电压和滤波的作用，网侧是无中性线的连接方式，LR组成滤波器。为简化逆变器数学模型的推导，现做以下合理假设5：（1）电网电压是稳定的纯正弦波电压，分别设为、。（2）电路参数是三相对称的。（3）交流侧滤波电感L为线性电感，无饱和。（4）主电路上的开关器件都是理想开关，没有损耗。图2-4 三相电压全控型逆变器的结构图任一时刻，三相桥的每对桥臂都只有一个开关导通，一个开关关断。现以相为例，说明该逆变器的工作原理：当导通，关断时，；当关断，导通时，。同理可根据-的导通关断情况得出各个时刻、的电压值。易知每一相输出电压都有正负电平两个状态，且正负电平出现的时间各占半个电平周期10。通过SPWM对-六个IGBT进行合理控制就能输出与电网电压、频率、相位、相序相符合的电能，实现安全并网。2.3.2 逆变器的数学模型本文的目的是设计风电并网逆变器，为此，首先要给逆变器建立数学模型，并将数学模型转化为便于在Simulink上进行仿真的形式，然后搭建仿真模型，调试好参数，完成仿真。风电并网逆变器的特点是多维度，强耦合，为了降低控制难度，增加控制的可靠性，就需要进行解耦。因此，须进行和坐标变换，在坐标系下建立数学模型，实现有功和无功的解耦控制6。基于前述假设，由逆变器的开关工作原理，并利用KCL和KVL，便可建立逆变器的数学模型。通常可采用开关函数或通过占空比描述三相电桥建立逆变器数学模型。鉴于开关函数描述三相电桥比较精确、直观，易于理解，且方便仿真，本文采用开关函数法。1. 坐标系下的数学模型每对桥臂都只有两种状态，同一时刻，一对桥臂上一个开关导通另一个开关则关断，因此，三相全桥逆变器一共有8种开关状态。可对逆变器开关函数做如下定义： (1)如表2-1所示，逆变器的8种开关状态下逆变器输出电压与直流侧电压的关系，表中、是逆变器输出的相电压，、是线电压。表2-1 逆变器8种开关状态下交流侧输出电压与直流侧电压的关系开关状态（，）相电压（，）线电压（，）由表2-1可以归纳出用、表示逆变器交流侧输出的相电压与线电压的方程式，即： (2) (3)由KCL导出逆变器各相回路电压方程： (4)其中， (5)式中，电网相电压的幅值； 电网基波角频率。化简（3.4）式可得逆变器交流侧三相静止坐标系下的数学模型： (6)观察（6）式可知，坐标系下的逆变器模型中各相电路参数之间彼此独立，所以该逆变器是一个线性解耦系统，可通过调节输出电压改变交流侧电流从而控制逆变器。但逆变器模型中仍包含随时间变换的交流量，具有多变量、强耦合的特点，非常不方便设计控制系统。因此需要进行坐标变换，把三相静止坐标系下的逆变器模型转化到两相同步旋转坐标系中，把模型中的交流量变换成直流量，达到解耦控制有功功率与无功功率的目的，使功率因数接近1。2. 坐标系下的数学模型可以根据两种原则进行坐标变换，其一是根据“等量”原则，变换前后通用矢量相等，变换矩阵前的系数为；其二是根据“等功率”原则，变换前后功率相等，变换矩阵前的系数为2。本文采用“等功率”原则进行坐标变换。取相绕组的轴线与轴重合，轴超前轴90，则坐标变换前后两坐标系上的模型参数有如下对应关系7： (7) (8) (9) (10)用坐标系中的变量代换坐标系下所得模型中的变量，整理得坐标系下的逆变器数学模型： (11)分析（11）式可知，虽然在坐标系下的逆变器模型已经解耦合，但是模型中仍有交流量，故仍需进行坐标变换。3坐标系下的数学模型在坐标系中，由于坐标分量都是静止的直流量，可按照直流控制系统的设计方法设计逆变器控制系统，变量要少很多，且没有耦合，比在坐标系下直接设计控制系统简单得多。设零时刻坐标系的轴与坐标系的轴重合，代表有功分量，轴超前轴90，代表无功分量。根据瞬时无功理论，轴按电网电压矢量方向，从坐标系变换到坐标系，其变换矩阵一定是时间的函数，两坐标系的参数关系如下2： (12) (13) (14) (15)式中，坐标系中的变量； ，坐标系中的变量； 电网基波角频率。整理可得坐标系下的逆变器模型：(16)化简得： (17)第三章 逆变器的控制策略上一章分析了风力发电并网系统主电路的构成，建立了各主要模块的数学模型以及仿真模型 。本章将对逆变器的控制策略及控制系统的设计方法进行详细阐述，为逆变器的仿真打下基础。3.1 直驱式风电并网逆变器控制系统的结构框图由于该系统是三相对称系统，就交流量的基波分量而言，逆变器模型中的交轴分量和直轴分量在稳态时均为直流变量，故本文采用双闭环控制策略，以中间直流电压反馈作为电压外环进行PI调节，以网侧电流反馈作为电流内环进行PI调节。考虑到风电的波动性、随机性、扰动性较火电水电都要强，本文采用SPWM对双闭环调节的结果进行控制。由第2章的（17）式可知，轴电流与轴电流的变化会互相影响，、既受控制量，的影响，还受耦合项， 扰动以及网侧电压，的影响，耦合程度强，因此，本文采取前馈解耦控制策略来控制电流。本文采用PI调节器控制电压和电流，由KCL和KVL可得到，的控制方程如下： (18)式中，逆变器输出电压的、分量； ，逆变器交流侧给定电流的、分量； ， 电流内环PI调节器比例、积分调节增益。电流内环PI调节器的输出即为SPWM逆变器交流侧的给定电压9，将（18）式代入（17）式，整理得： (19)（19）式表明，可以通过引入电流反馈，实现电流内环的解耦控制。具体就是分别在、轴的电流PI调节器输出结果中注入、轴电流信息的分量，且注入分量与被控制量产生的耦合量大小相等、方向相反，并引入电网的反馈电压进行补偿8。本文所设计风电逆变器总体的动态控制结构框图如图3-1所示。图中，是给定的中间直流电压，是作为外环反馈的中间直流电压，二者之差作为PI调节器的调节信号进入PI调节器进行调控，调控的结果又作为内环轴的给定电流。作为内环反馈的逆变器网侧并网交流电流信号经过坐标变换得到两相静止坐标系下的直轴分量和交轴分量 。赋值为0以获得单位功率因数。 轴和轴各自的反馈量和给定量进行比较后分别进入独立的PI调节器进行独立调控，PI调节器的输出结果注入反馈的电网电压以及轴互相之间的耦合量进行解耦，经过坐标变换将反馈调控的结果变换到两相旋转坐标系，然后把信号交给SPWM调控，对逆变器三相桥上开关器件进行控制，实现逆变器的控制。图 3-1 逆变器的动态控制结构图3.2 电流内环的一般设计根据双闭环控制先内环后外环的原则，本文先设计电流内环，然后将电流内环视为电压外环的一部分，进行电压外环的设计4。根据（18）式可以画出电流内环的动态结构框图，此处仅对轴电流的控制进行分析，内环控制的动态结构图如图3-2所示：图3-2 内环控制的动态结构图图3-2中，在CCM模式下，可将开关器件和逆变装置近似为一阶惯性环节，则为三相桥开关器件和PWM逆变装置的放大系数，是电流采用周期不计扰动的影响，且将PWM开关周期与最小时间常数0.5整合，则可化简得到如图3-3示的电流内环结构图。图3-3电流内环简化结构图由于风力发电逆变器控制系统需要良好的跟随性能，才能适应风电的随机性，而电流内环控制的目的就是跟踪风的变换，故本文按典型型系统设计电流内环PI调节器。由图3-3可得电流内环典型型系统的闭环传递函数： (20)其中， (21)式中， PI调节器的放大系数； 系统等效电阻； 系统等效电感。取最佳阻尼比0.707，则： (22)求得PI调节器的放大系数和积分系数为： (23) (24)在设置仿真参数时，可参考（22）式和（23）大概计算PI调节器的参数值。典型型系统的动态跟随性能较好，但是其动态抗干扰性能较差，所以，在仿真过程中，上述两个公式计算得到的参数值并非合适值，只能作为调试的参考值需要反复调试才能得到适宜的参数值。3.3 电压外环的设计将电流内环视为电压外环的一个环节处理，则电压外环的动态结构图如图3-4示。 图3-4电压外环的动态结构图图3-4中，分别为电压外环PI调节器的放大系数和积分系数。滞后环节代表电压采样延时，是开关频率足够高时电流内环简化的传递函数。与内环化简同理，不计负载扰动的影响，则有电压外环简化的动态结构图如图3-5所示。图3-5 电压外环简化的动态结构图电压外环控制是为了稳定逆变器直流侧电压，因此，电压外环设计更注重稳定性能，故本文按典型型系统设计电压外环PI调节器。由图3-5可得开环传递函数为： (25)取最佳中频宽，并结合典型型系统PI控制器的整定关系： (26)则可得电压外环PI调节器参数设置的表达式： (27)同电流内环一样，在设置仿真参数时，可参考（27）式大概计算外环PI调节器的参数值，但只能作为调试的参考值，需要反复调试才能得到适宜的参数值。3.4 本章小结本章主要研究逆变器的控制系统，现对本章所做工作归纳总结如下：（1）三相逆变器是多变量、强耦合的系统，本章首先进行了逆变器的前馈解耦分析，建立了采用PI调节时双环的数学模型，然后整理把握控制系统，分析其运作过程。（2）通过合理地假设、等效变换、化简建立了电流内环和电压外环PI调节器的参数的数学模型，为第4章设置PI调节器的参数进行仿真提供了依据。第四章 风电并网逆变器的参数设计与仿真4.1 并网逆变器技术指标设电网额定频率为50Hz，电网线电压额定值为690v。本文取，再参考逆变器单相并网的标准化指标，本文设计的直驱式风力发电并网逆变器的技术指标如表4-1所示：表4-1 逆变器技术指标额定输入电压（，V）1100电压差（，%）5最大允许输出电流（A）160相位差（，）15并网线电压有效值（，V）690频率差（，Hz）0.24.2 交流侧电感的设计交流侧的电感与电阻又叫RL滤波环节，可知电感的主要作用是滤除交流侧电流中的谐波，使波形更接近于正弦波，同时还起到一个隔离作用，将逆变器交流侧与电网相隔离，此外，交流侧电感会产生无功功率输给电网，影响系统的时间常数与功率因数，还可以影响逆变器控制系统的阻尼特性，利于系统稳定性指标的实现17。交流侧电感的设计必须满足瞬态电流跟踪和电流谐波抑制两个指标，综合两个条件选取电感值。1.考虑瞬态电流跟踪指标以a相为例，根据第2章中逆变器的拓扑电路以及建立的数学模型并忽略交流侧电阻R则可得： (28)本文采用功率因数为1的电流控制，稳态时，电流上升过零处的电流变化率最大且为，此时，当开关状态为（011）时，电流最大上升率为，可求得电感的最大值。由此可得不等式： (29)即 (30)根据本文设计的逆变器指标，V，rad/s，A，代入（30）式则有mH。2.考虑谐波抑制指标依旧以a相为例，根据稳态条件下，时的电流变化量等于的电流变化量，可得到如下关系： (31)式中，V，为最大谐波电流变化量，本文取25A，是开关周期，本文取0.0005s，故可求得：mH。综合考虑两个指标，求得电感的值域为： ，再考虑到电感值会对系统相位造成影响，本文取电感值为10mH。4.3直流侧电容的设计直流侧电容的主要作用是稳定中间直流电压同时滤除不可控整流输出电压中的纹波。此外，直流侧会消耗无功功率，影响系统的时间常数与功率因数，还可以影响逆变器控制系统的阻尼特性，利于系统稳定性指标的实现。交流侧电感的设计必须满足直流电压快速跟随性和电压谐波抑制两个指标，综合两个条件选取电容值。1. 考虑直流电压跟随性指标快速跟随性即直流电压从稳态的最低值上升到额定直流电压的上升时间指标。不可控整流电路的输出电压与电网三相电压线电压的有效值以及相电压幅值有如下关系： (32)由欧姆定律，根据直流侧额定电压和系统容量可求得直流侧额定负载： (33)本文中取V，KVA，所以，。又本文电压外环采用PI调节器，外环给定的直流电压为1100V，不计电流内环的惯性作用，电容以最大电流充电，且电容的初始电压为，故友如下关系： (34)式中， (35)电容电压从初始值上升到额定直流电压的上升时间； 最大直流电流。一般应小于系统规定的上升时间，由此可得： (36)本文取为20ms， 由（32）式可得V，由（35）式可得A，代入（36）式可得：F。2.考虑滤波作用电容电压的纹波与电容值、直流电流之间的关系为： (37)由设计指标可知，直流电压纹波幅值为：V，又一般直流电压变化量要小于给定直流电压变化量，故有： (38)根据上述本文采用的数据代入（18）式，可求得：F。综合考虑直流电压跟随性和纹波抑制指标后，本文取电容的值为F。4.4 PI调节器参数的计算4.4.1 电流内环PI调节器取，RL滤波器中的电阻为，回路等效电阻为，等效电感为60mH9，则可求得时间常数为： (39)再将数据代入第三章的（20）式和（21）式，则可求得电流内环PI调节器的参数： (40)4.4.2 电压外环PI调节器在第3章的分析中可知，电压外环的PI调节器的参数由直流侧电容值与PWM开关周期决定，由上文确定了电容值为2300F，代入（3.8）式即可求得电压外环PI调节器的参数： (41)在第3章分析中已知，计算得到的PI调节器的参数值只能作为调试的一个参考，适合系统的具体值要经过反复调试才可确定。本文在逆变器的仿真调试中，确定的PI调节器参数值如表4-2所示：表4-2 PI调节器参数值电流内环比例系数（）3电压外环比例系数（）0.66电流内环积分系数（）100电压外环积分系数（）0.014.5 风力发电并网逆变器并网仿真及结果分析风电并网逆变器在Simulink上搭建的仿真电路模型如图4-1所示，由于本文设计的重点是逆变器，仿真逆变器时忽略整流得到直流电压之前的环节。为了仿真逆变器的并网性能，逆变器的直流侧接一个1100V的直流电压源，设以获得单位功率因数。图4-1 风电并网逆变器的仿真电路图根据图4-1仿真得到的仿真结果如图4-24-4所示，分别为逆变器直流侧电容电压、逆变器交流侧相电压、网侧电压电流。图4-2 逆变器直流侧电容电压由图4-2可知，逆变器直流侧电容电压纹波为0，这是因为使用了直流电压源作为中间直流电压，而电压外环控制实现了稳定直流侧电压的功能，且直流侧电容有滤波作用。图4-3 逆变器交流侧相电压由图4-3可知，逆变器交流侧的输出电压接近正弦波，周期为0.02s，a相电压幅值约为400v，线电压幅值则约为690v，在5%（要求相电压纹波小于20v，线电压纹波小于35v）的波动范围内，且波形稳定规律，比较平滑，说明双闭环控制参数设置合理，逆变器逆变效果良，实现了电压的同频同幅。图4-4 逆变器交流侧相电流由图4-4可知，逆变器交流侧输出的相电流周期为0.02s，幅值小于最大相电流160A，波形十分接近正弦波，说明逆变器输出的电流能实现安全并网。图4-5 逆变器并网电压与电流由图4-5可知，并网电压与电流之间的相位小于15，满足相位指标，说明逆变器输出的并网电压与并网电流实现了同步并网。综上可知，本文设计的逆变器达到了预设的目标。4.6 本章小结本章主要计算、设置了逆变器的仿真参数，将逆变器模块在Simulink上进行仿真，仿真结果表明本文设计的逆变器达到了预设的目标。结论本设计“基于SIMULINK的并网逆变器的仿真研究”就如何实现高质量并网这一问题给出了研究思路，先建立数学模型后进行试验仿真，先设计主电路后设计控制电路，着重研究逆变器的并网控制。该仿真结果验证了所设计的并网逆变器的数学模型的可行性，说明搭建的仿真模型的正确性，逆变器的设计思路、设计方法和设计效果均符合工程要求。给出的SPWM双闭环控制方法能有效的控制逆变器高质量并网，其并网电压与电网电压同频同相同幅度，并网电流中的谐波含量小，并网电压与并网电流同相，实现了单位功率因数并网，为风电并网逆变器的控制设计提供思路。纵观整个设计，经典部分是已学过的知识，通过此次设计深入理解了工程设计方法，扩展了知识面，各门课程综合应用，受益颇多，使我对整个并网逆变器的控制与仿真有了更深的认识。由于风电并网是一个充满挑战的课题，虽然本文取得了一些成果，但探讨面有点窄，并未考虑到低电压穿越等问题，研究的层面也还可以继续深入，颇多不足之处有待改进，敬请老师批评指正，谢谢。致谢首先要感谢我的老师王琦老师。在她的悉心教导下，我们组才得以顺利完成此次课题设计。她从最初就为我们制定了周密科学的工作任务安排，每次都很认真的查看我们的工作进度情况，对于我们的提问也给与耐心的解答。这对于我们的学习，既是鼓励，又是鞭策。我们还要感谢同组的同学，跟他们一起讨论并完成该课题，是我们的思路得以开阔，并能发现自己在某些方面学习上的欠缺。另外，我们也深深的感受到了同学间的互相帮助和友谊。这也是我们顺利完成此次设计的一大动力。还有许多在设计完成工程中给与我们帮助的人，在此不一一列举了，一并表示最衷心个感谢。参考文献1（英）Brendan Fox等著.刘长邑，凤双磊译.王伟胜，刘长邑校.风电并网：联网与系统运行 Wind Power Intergration:Connection and System Operational Aspects. 2011.北京.电子工业出版社2 张书梅.直驱式风力发电系统并网逆变器控制研究.2010.北京.华北电力大学3 杨荫福，段善旭，朝泽云.电力电子装置及系统.2006.北京.北京大学出版社4 过亮.独立/并网双模式逆变器控制技术研究.2008.南京.南京航空航天大学5 古含.永磁直驱型风力发电系统及其并网控制.2012.武汉.华中科技大学6 陈保山.交流电子负载的研究.2009.西安.西安石油大学7 方超.逆变器非线性负载控制方法研究.2013.哈尔滨.哈尔滨工程大学 8 徐新林.基于直接功率控制的三相电压型PWM逆变器的研究.2012.哈尔滨.哈尔滨工程大学9 宋荣远.小型风力发电点流型并网逆变器研究.2013.大连.大连海事大学10 JR Rodriguez.JW Dixon.JR Espinoza.el al.PWM regerative rectifiers state of the artJ.IEEE.Transactions on Industrial Electronics.2005.52(1):5-22