《电力电子过流保护》PPT课件.pptx

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第 10章电力电子技术的应用 10.1 晶闸管直流电动机系统 10.2 变频器和交流调速系统 10.3 不间断电源 10.4 开关电源 10.5 功率因数校正技术 10.6 电力电子技术在电力系统中的应用 10.7 电力电子技术的其他应用本章小结 10.1 晶闸管直流电动机系统 10.1.1 工作于整流状态时 10.1.2 工作于有源逆变状态时 10.1.3 直流可逆电力拖动系统 10.1.1 工作于整流状态时晶闸管可控整流装置带直流电动机负载组成的系统，习惯称为晶闸管直流电动机系统，是电力拖动系统中主要的一种，也是可控整流装置的主要用途之一。直流电动机负载除本身有电阻、电感外，还有一个反电动势 E，为了平稳负载电流的脉动，通常在电枢回路串联一平波电抗器，保证整流电流在较大范围内连续。图 10-1 三相半波带电动机负载且加平波电抗器时的电压电流波形 10.1.1 工作于整流状态时23XRRR BMB 23X B 触发晶闸管，待电动机启动达稳态后，由于电动机有较大的机械惯量，故其转速和反电动势都基本无脉动，此时整流电压的平均值由电动机的反电动势及电路中负载平均电流 Id所引起的各种电压降所平衡，平衡方程为 UIREU dMd 式中，，其中 RB为变压器的等效电阻， RM为电枢电阻，为重叠角引起的电压降所折合的电阻；为晶闸管本身的管压降。 U 在电动机负载电路中，电流由负载转矩所决定，当电动机的负载较轻时，对应的负载电流也小，在小电流情况下，特别在低速时，由于电感的储能减小，往往不足以维持电流连续，从而出现电流断续现象。 (10-1) 10.1.1 工作于整流状态时电流连续时电动机的机械特性三相半波电流连续时的电动机机械特性直流电动机的反电动势为 nCE eM 因为，故反电动势特性方程为 cos17.1 2UUd UIRUE dM cos17.1 2 转速与电流的机械特性关系式为 ede C UIRCUn cos17.1 2 三相桥式全控整流电路电动机负载时的机械特性方程为 dee ICRCUn cos34.2 2 图 10-2 三相半波电流连续时以电流表示的电动机机械特性 (10-2)(10-3)(10-4)(10-5) 的值一般为 1V左右，所以忽略；调节角，即可调节电动机的转速。 U 10.1.1 工作于整流状态时电流断续时电动机的机械特性由于整流电压是一个脉动的直流电压，当电动机的负载减小时，平波电抗器中的电感储能减小，致使电流断续，此时电动机的机械特性也就呈现出非线性。电流断续时机械特性的特点分析 =60时的情况，当 Id=0，忽略，此时的反电动势为，而实际上，晶闸管导通时相电压瞬时值为，大于，也即 I d不为零，所以才是理想空载点。U 0E220 585.060cos17.1 UUE 22U 0E22U 图 10-3 电流断续时电动势的特性曲线在电流断续情况下，时，电动机的实际空载反电动势都是；当以后，空载反电动势将由决定。 6022U 60 )3cos(2 2 U 10.1.1 工作于整流状态时图 10-4 考虑电流断续时不同时反电动势的特性曲线123460 当电流断续时，电动机的理想空载转速抬高，这是电流断续时电动机机械特性的第一个特点；第二个特点是，在电流断续区内电动机的机械特性变软，即负载电流变化很小也可引起很大的转速变化。大的反电动势特性，其电流断续区的范围（以虚线表示）要比小时的电流断续区大，这是由于愈大，变压器加给晶闸管阳极上的负电压时间愈长，电流要维持导通，必须要求平波电抗器储存较大的磁能，而电抗器的 L为一定值的情况下，要有较大的电流 I d才行；故随着的增加，进入断续区的电流值加大，这是电流断续时电动机机械特性的第三个特点。 10.1.1 工作于整流状态时电流断续时电动机机械特性可由下面三个式子准确地得出 ctg ctgM e eUE 1 )6sin()6sin(cos2 2 ctg ctgeeM e eCUCEn 1 )6sin()6sin(cos2 2 2)6cos()6cos(cos2 23 22 nUCZ UI ed 式中，，， L为回路总电感。 RLtg 1 22 LRZ (10-6)(10-7)(10-8) 10.1.1 工作于整流状态时一般只要主电路电感足够大，可以只考虑电流连续段，完全按线性处理，当低速轻载时，断续作用显著，可改用另一段较陡的特性来近似处理。整流电路为三相半波时，在最小负载电流为 Idmin时，为保证电流连续所需的主回路电感量（单位为 mH）为 min246.1 dIUL 对于三相桥式全控整流电路带电动机负载的系统，有min2693.0 dIUL L中包括整流变压器的漏电感、电枢电感和平波电抗器的电感，前者数值都较小，有时可忽略； Idmin一般取电动机额定电流的 5% 10%。三相桥式全控整流电压的脉动频率比三相半波的高一倍，因而所需平波电抗器的电感量也可相应减小约一半。 (10-9)(10-10) 10.1.2 工作于有源逆变状态时RIEU dMd nCE eM )cos(1 0 RIUC dden 因为，可求得电动机的机械特性方程式电流连续时电动机的机械特性电压平衡方程式为逆变时由于，EM反接，得 cos0dd UU )0cos( RIUE ddM 正组变流器反组变流器 n 321 Id42341 = =2 = =232142341 1= 1; 1=12= 2; 2=2 增大方向增大方向增大方向增大方向图 10-5 电动机在四象限中的机械特性上式的负号表示逆变时电动机的转向与整流时相反；调节就可改变电动机的运行转速，值愈小，相应的转速愈高；反之则转速愈低。 (10-11)(10-12) 10.1.2 工作于有源逆变状态时电流断续时电动机的机械特性电动机机械特性可由下面三个式子准确地得出 e eUEM ctg ctg67672 1 sinsincos2 e e eeM CUCEn ctg ctg67672 sinsincos2 nUCZ UI ed 22 267cos67coscos2 23当电流断续时电动机的机械特性不仅和逆变角有关，而且和电路参数、导通角等有关系。 (10-13)(10-14)(10-15) 10.1.2 工作于有源逆变状态时正组变流器反组变流器 n 321 Id4 2341 = =2 = =2 3214 2341 1= 1; 1=12= 2; 2=2 增大方向增大方向增大方向增大方向图 10-5 电动机在四象限中的机械特性图 10-5中右下的虚线以左的部分为逆变电流断续时电动机的机械特性，其特点是：理想空载转速上翘很多，机械特性变软，且呈现非线性。逆变状态的机械特性是整流状态的延续，纵观控制角由小变大（如 /6 5/6），电动机的机械特性则逐渐的由第1象限往下移，进而到达第 4象限；第 2象限里也为逆变状态，与它对应的整流状态的机械特性则表示在第 3象限里。第 1、第 4象限中的特性和第 3、第 2象限中的特性是分别属于两组变流器的，它们输出整流电压的极性彼此相反，故分别标以正组和反组变流器。运行工作点由第 1（第 3）象限的特性，转到第 2（第 4）象限的特性时，表明电动机由电动运行转入发电制动运行；相应的变流器的工况由整流转为逆变。 10.1.3 直流可逆电力拖动系统直流可逆电力拖动系统电路结构图 10-6a是有环流接线，图 10-6b是无环流接线，环流是指只在两组变流器之间流动而不经过负载的电流。根据电动机所需的运转状态来决定哪一组变流器工作及其相应的工作状态：整流或逆变。四象限运行时的工作情况第 1象限，正转，电动机作电动运行，正组桥工作在整流状态， 1/2， EMUd （下标中有表示整流，下标 1表示正组桥，下标 2表示反组桥）。图 10-6 两组变流器的反并联可逆线路 10.1.3 直流可逆电力拖动系统第 2象限，正转，电动机作发电运行，反组桥工作在逆变状态， 2/2)，EMUd（下标中有表示逆变）。第 3象限，反转，电动机作电动运行，反组桥工作在整流状态， 2/2， EMUd。第 4象限，反转，电动机作发电运行，正组桥工作在逆变状态， 1/2) ， EMUd 。图 10-6 两组变流器的反并联可逆线路。 10.1.3 直流可逆电力拖动系统图 10-6 (c) 直流可逆拖动系统，能方便地实现正反向运转外，还能实现回馈制动。由正转到反转的过程从 1组桥切换到 2组桥工作，并要求 2组桥在逆变状态下工作，电动机进入第 2象限（之前运行在第 1象限）作正转发电运行，电磁转矩变成制动转矩，电动机轴上的机械能经 2组桥逆变为交流电能回馈电网。改变 2组桥的逆变角，使之由小变大直至 =/2（ n=0），如继续增大，即 /2， 2组桥将转入整流状态下工作，电动机开始反转进入第 3象限的电动运行。电动机从反转到正转，其过程则由第 3象限经第 4象限最终运行在第 1象限上。 10.1.3 直流可逆电力拖动系统根据对环流的不同处理方法，反并联可逆电路又可分为几种不同的控制方案，如配合控制有环流（即 =工作制）、可控环流、逻辑控制无环流和错位控制无环流等。对于 =配合控制的有环流可逆系统，当系统工作时，对正、反两组变流器同时输入触发脉冲，并严格保证=的配合控制关系，两组变流器的输出电压平均值相等，且极性相抵，之间没有直流环流；但输出电压瞬时值不等，会产生脉动环流，为防止环流只经晶闸管流过而使电源短路，必须串入环流电抗器 L C限制环流。工程上使用较广泛的逻辑无环流可逆系统不设置环流电抗器，控制原则是：两组桥在任何时刻只有一组投入工作（另一组关断），所以在两组桥之间就不存在环流；变流器之间的切换过程是由逻辑单元控制的，故称为逻辑控制无环流系统。 10.2 变频器和交流调速系统 10.2.1 交直交变频器 10.2.2 交流电机变频调速的控制方式 10.2 变频器和交流调速系统引言直流调速传动系统的缺点受使用环境条件制约。需要定期维护。最高速度和容量受限制。交流调速传动系统的优点克服了直流调速传动系统的缺点。交流电动机结构简单，可靠性高。节能。高精度，快速响应。交流电机的控制技术较为复杂，对所需的电力电子变换器要求也较高，所以直到近二十年时间，随着电力电子技术和控制技术的发展，交流调速系统才得到迅速的发展，其应用已在逐步取代传统的直流传动系统。 10.2.1 交直交变频器交直交变频器（ Variable Voltage Variable Frequency，简称 VVVF电源）是由 AC/DC、 DC/AC两类基本的变流电路组合形成，又称为间接交流变流电路，最主要的优点是输出频率不再受输入电源频率的制约。再生反馈电力的能力当负载电动机需要频繁、快速制动时，通常要求具有再生反馈电力的能力。图 10-7所示的电压型交直交变频电路不能再生反馈电力。其整流部分采用的是不可控整流，它和电容器之间的直流电压和直流电流极性不变，只能由电源向直流电路输送功率，而不能由直流电路向电源反馈电力。逆变电路的能量是可以双向流动的，若负载能量反馈到中间直流电路，而又不能反馈回交流电源，这将导致电容电压升高，称为泵升电压，泵升电压过高会危及整个电路的安全。图 10-7 不能再生反馈的电压型间接交流变流电路 10.2.1 交直交变频器图 10-8 带有泵升电压限制电路的电压型间接交流变流电路图 10-9 利用可控变流器实现再生反馈的电压型间接交流变流电路图 10-10 整流和逆变均为 PWM控制的电压型间接交流变流电路使电路具备再生反馈电力能力的方法图 10-8的电路中加入一个由电力晶体管 V0和能耗电阻 R0组成的泵升电压限制电路，当泵升电压超过一定数值时，使 V0导通，把从负载反馈的能量消耗在 R0上，这种电路可运用于对电动机制动时间有一定要求的调速系统中。图 10-9所示的电路增加了一套变流电路，使其工作于有源逆变状态，可实现电动机的再生制动；当负载回馈能量时，中间直流电压极性不变，而电流反向，通过控制变流器将电能反馈回电网。图 10-10是整流电路和逆变电路都采用PWM控制的间接交流变流电路，可简称双PWM电路，该电路输入输出电流均为正弦波，输入功率因数高，且可实现电动机四象限运行，但由于整流、逆变部分均为 PWM控制且需要采用全控型器件，控制较复杂，成本也较高。 10.2.1 交直交变频器图 10-11 采用可控整流的电流型间接交流变流电路图 10-12 电流型交直交 PWM变频电路图 10-13 整流和逆变均为 PWM控制的电流型间接交流变流电路图 10-11给出了可以再生反馈电力的电流型间接交流变流电路，当电动机制动时，中间直流电路的电流极性不能改变，要实现再生制动，只需调节可控整流电路的触发角，使中间直流电压反极性即可。图 10-12给出了实现基于上述原理的电路图，为适用于较大容量的场合，将主电路中的器件换为 GTO，逆变电路输出端的电容 C是为吸收 GTO关断时产生的过电压而设置的，它也可以对输出的 PWM电流波形起滤波作用。电流型间接交流变流电路也可采用双PWM电路，为了吸收换流时的过电压，在交流电源侧和交流负载侧都设置了电容器；可四象限运行，同时通过对整流电路的 PWM控制可使输入电流为正弦波，并使输入功率因数为 1。 10.2.2 交流电机变频调速的控制方式笼型异步电动机的定子频率控制方式恒压频比控制异步电动机的转速主要由电源频率和极对数决定，改变电源（定子）频率可对电动机进行调速，同时为了不使电动机因频率变化导致磁饱和而造成励磁电流增大，引起功率因数和效率的降低，需对变频器的电压和频率的比率进行控制，使该比率保持恒定，即恒压频比控制，以维持气隙磁通为额定值。图 10-14 采用恒压频比控制的变频调速系统框图图 10-14给出了一个实例，转速给定既作为调节加减速度的频率 f指令值，同时经过适当分压，也被作为定子电压 V1的指令值，该 f指令值和 V1指令值之比就决定了 V/f比值，由于频率和电压由同一给定值控制，因此可以保证压频比为恒定；电机的转向由变频器输出电压的相序决定，不需要由频率和电压给定信号反映极性。 10.2.2 交流电机变频调速的控制方式转差频率控制为转速闭环的控制方式，可提高调速系统的动态性能。从异步电机稳态模型可以证明，当稳态气隙磁通恒定时，电磁转矩近似与转差角频率 s成正比，因此，控制 s就相当于控制转矩，采用转速闭环的转差频率控制，使定子频率 1= r+ s ，则 1随实际转速 r增加或减小，得到平滑而稳定的调速，保证了较高的调速范围和动态性能。这种方法是基于电机稳态模型的，仍然不能得到理想的动态性能。矢量控制异步电动机的数学模型是高阶、非线性、强耦合的多变量系统。矢量控制方式基于异步电机的按转子磁链定向的动态数学模型，将定子电流分解为励磁分量和与此垂直的转矩分量，参照直流调速系统的控制方法，分别独立地对两个电流分量进行控制，类似直流调速系统中的双闭环控制方式。该方式需要实现转速和磁链的解耦，控制系统较为复杂。直接转矩控制直接转矩控制方法同样是基于电机的动态模型，其控制闭环中的内环，直接采用了转矩反馈，并采用砰砰控制，可以得到转矩的快速动态响应，并且控制相对要简单许多。 10.3 不间断电源不间断电源（ Uninterruptible Power Supply UPS）是当交流输入电源（习惯称为市电）发生异常或断电时，还能继续向负载供电，并能保证供电质量，使负载供电不受影响的装置。广义地说， UPS包括输出为直流和输出为交流两种情况，目前通常是指输出为交流的情况 UPS是恒压恒频（ CVCF）电源中的主要产品之一，广泛应用于各种对交流供电可靠性和供电质量要求高的场合。图 10-15 UPS基本结构原理图 UPS的结构原理图 10-15给出了 UPS最基本的结构原理基本工作原理是，当市电正常时，由市电供电，当市电异常乃至停电时，由蓄电池向逆变器供电，因此从负载侧看，供电不受市电停电的影响；在市电正常时，负载也可以由逆变器供电，此时负载得到的交流电压比市电电压质量高，即使市电发生质量问题（如电压波动、频率波动、波形畸变和瞬时停电等）时，也能获得正常的恒压恒频的正弦波交流输出，并且具有稳压、稳频的性能，因此也称为稳压稳频电源。 10.3 不间断电源图 10-16 具有旁路开关的 UPS系统图 10-17 用柴油发电机作为后备电源的 UPS 为保证市电异常或逆变器故障时负载供电的切换，实际的 UPS产品中多数都设置了旁路开关，如图 10-16所示，市电与逆变器提供的 CVCF电源由转换开关 S切换；还需注意的是，在市电旁路电源与 CVCF电源之间切换时，必须保证两个电压的相位一致，通常采用锁相同步的方法。在市电断电时由于由蓄电池提供电能，供电时间取决于蓄电池容量的大小，有很大的局限性，为了保证长时间不间断供电，可采用柴油发电机（简称油机）作为后备电源，如图 10-17所示，蓄电池只需作为市电与油机之间的过渡，容量可以比较小。 10.3 不间断电源图 10-18 小容量 UPS主电路图 10-19 大功率 UPS主电路 UPS的主电路结构容量较小的 UPS主电路整流部分使用二极管整流器和直流斩波器（用作 PFC），可获得较高的交流输入功率因数。由于逆变器部分使用 IGBT并采用 PWM控制，可获得良好的控制性能。使用 GTO的大容量 UPS主电路逆变器部分采用 PWM控制，具有调节电压和改善波形的功能。为减少 GTO的开关损耗，采用较低的开关频率。输出电压中所含的最低次谐波为 11次，从而使交流滤波器小型化。 10.4 开关电源 10.4.1 开关电源的结构 10.4.2 开关电源的控制方式 10.4.3 开关电源的应用 10.4 开关电源引言在各种电子设备中，需要多路不同电压供电，如数字电路需要 5V、 3.3V、2.5V等，模拟电路需要 12V、 15V等，这就需要专门设计电源装置来提供这些电压，通常要求电源装置能达到一定的稳压精度，还要能够提供足够大的电流。线性电源和开关电源图 10-20所示为线性电源，先用工频变压器降压，然后经过整流滤波后，由线性调压得到稳定的输出电压。图 10-21所示为开关电源，先整流滤波、后经高频逆变得到高频交流电压，然后由高频变压器降压、再整流滤波。开关电源在效率、体积和重量等方面都远远优于线性电源，因此已经基本取代了线型电源，成为电子设备供电的主要电源形式。图 10-20 线性电源的基本电路结构图 10-21 半桥型开关电源电路结构 10.4.1 开关电源的结构图 10-22 开关电源的能量变换过程交流输入的开关电源交流输入、直流输出的开关电源将交流电转换为直流电。整流电路普遍采用二极管构成的桥式电路，直流侧采用大电容滤波，较为先进的开关电源采用有源的功率因数校正 (Power Factor Correction - PFC)电路。高频逆变变压器高频整流电路是开关电源的核心部分，具体的电路采用的是隔离型直流直流变流电路。高性能开关电源中普遍采用了软开关技术。可以采用给高频变压器设计多个二次侧绕组的方法来实现不同电压的多组输出，而且这些不同的输出之间是相互隔离的，但是仅能选择 1路作为输出电压反馈，因此也就只有这 1路的电压的稳压精度较高，其它路的稳压精度都较低，而且其中 1路的负载变化时，其它路的电压也会跟着变化。图 10-23 多路输出的整流电路 10.4.1 开关电源的结构直流输入的开关电源也称为直流直流变换器 (DC-DC Converter)，分为隔离型和非隔离型，隔离型多采用反激、正激、半桥等隔离型电路，而非隔离型采用 Buck、Boost、 Buck-Boost等电路。负载点稳压器 (POL-Point Of the Load regulator) 仅仅为 1个专门的元件（通常是一个大规模集成电路芯片）供电的直流直流变换器。计算机主板上给 CPU和存储器供电的电源都是典型的 POL。非隔离的直流直流变换器、尤其是 POL的输出电压往往较低，为了提高效率，经常采用同步 Buck (Sync Buck)电路，该电路的结构为 Buck，但二极管也采用 MOSFET，利用其低导通电阻的特点来降低电路中的通态损耗，其原理类似同步整流电路。图 10-24 a)同步降压电路图 10-24 b)同步升压电路 10.4.1 开关电源的结构图 10-25 通信电源系统分布式电源系统在通信交换机、巨型计算机等复杂的电子装置中，供电的路数太多，总功率太大，难以用一个开关电源完成，因此出现了分布式的电源系统。如图 10-25，一次电源完成交流直流的隔离变换，其输出连接到直流母线上，直流母线连接到交换机中每块电路板，电路板上都有自己的 DC-DC变换器，将 48V转换为电路所需的各种电压；大容量的蓄电池组保证停电的时候交换机还能正常工作。一次电源采用多个开关电源并联的方案，每个开关电源仅仅承担一部分功率，并联运行的每个开关电源有时也被成称为 “ 模块 ” ，当其中个别模块发生故障时，系统还能够继续运行，这被称为 “ 冗余 ” 。 10.4.2 开关电源的控制方式图 10-26 开关电源的控制系统图 10-27 电流模式控制系统的结构典型的开关电源控制系统如图10-26 所示，采用反馈控制，控制器根据误差 e来调整控制量 vc。电压模式控制图 10-26 所示即为电压模式控制，仅有一个输出电压反馈控制环。其优点是结构简单，但有一个显著的缺点是不能有效的控制电路中的电流。电流模式控制在电压反馈环内增加了电流反馈控制环，电压控制器的输出信号作为电流环的参考信号，给这一信号设置限幅，就可以限值电路中的最大电流，达到短路和过载保护的目的，还可以实现恒流控制。 10.4.2 开关电源的控制方式图 10-28 峰值电流模式控制的原理峰值电流模式控制峰值电流模式控制系统中电流控制环的结构如图 10-28a所示，主要的波形如图 10-28b所示。基本的原理：开关的开通由时钟 CLK信号控制， CLK信号每隔一定的时间就使 RS触发器置位，使开关开通；开关开通后 iL上升，当 iL达到电流给定值 iR后，比较器输出信号翻转，并复位 RS触发器，使开关关断。 a) b) 10.4.2 开关电源的控制方式图 10-29 平均电流模式控制的原理 a)b) 峰值电流模式控制的不足：该方法控制电感电流的峰值，而不是电感电流的平均值，且二者之间的差值随着 M1和M2的不同而改变，这对很多需要精确控制电感电流平均值的开关电源来说是不能允许的；峰值电流模式控制电路中将电感电流直接与电流给定信号相比较，但电感电流中通常含有一些开关过程产生的噪声信号，容易造成比较器的误动作，使电感电流发生不规则的波动。平均电流模式控制平均电流模式控制采用 PI调节器作为电流调节器，并将调节器输出的控制量u c与锯齿波信号 uS相比较，得到周期固定、占空比变化的 PWM信号，用以控制开关的通与断。 10.4.3 开关电源的应用开关电源广泛用于各种电子设备、仪器，以及家电等，如台式计算机和笔记本计算机的电源，电视机、 DVD播放机的电源，以及家用空调器、电冰箱的电脑控制电路的电源等，这些电源功率通常仅有几十 W 几百 W；手机等移动电子设备的充电器也是开关电源，但功率仅有几 W；通信交换机、巨型计算机等大型设备的电源也是开关电源，但功率较大，可达数 kW 数百 kW；工业上也大量应用开关电源，如数控机床、自动化流水线中，采用各种规格的开关电源为其控制电路供电。开关电源还可以用于蓄电池充电、电火花加工，电镀、电解等电化学过程等，功率可达几十几百 kW；在 X光机、微波发射机、雷达等设备中，大量使用的是高压、小电流输出的开关电源。 10.5 功率因数校正技术 10.5.1 功率因数校正电路的基本原理 10.5.2 单级功率因数校正技术 10.5 功率因数校正技术引言以开关电源为代表的各种电力电子装置带来一些负面的问题：输入电流不是正弦波，就涉及到谐波和功率因数的问题。功率因数校正 PFC (Power Factor Correction)技术即对电流脉冲的幅度进行抑制，使电流波形尽量接近正弦波的技术，分成无源功率因数校正和有源功率因数校正两种。无源功率因数校正技术通过在二极管整流电路中增加电感、电容等无源元件和二极管元件，对电路中的电流脉冲进行抑制，以降低电流谐波含量，提高功率因数。有源功率因数校正技术采用全控开关器件构成的开关电路对输入电流的波形进行控制，使之成为与电源电压同相的正弦波。 10.5.1 功率因数校正电路的基本原理图 10-30 典型的单相有源 PFC电路及主要原理波形单相功率因数校正电路的基本原理实际上是二极管整流电路加上升压型斩波电路构成的。原理给定信号和实际的直流电压 u d比较后送入 PI调节器，得到指令信号 id， id和整流后正弦电压相乘得到输入电流的指令信号i*，该指令信号和实际电感电流信号比较后，通过滞环对开关器件进行控制，便可使输入直流电流跟踪指令值，这样交流侧电流波形将近似成为与交流电压同相的正弦波，跟踪误差在由滞环环宽所决定的范围内。 *du 10.5.1 功率因数校正电路的基本原理图 10-30 典型的单相有源 PFC电路及主要原理波形在升压斩波电路中，只要输入电压不高于输出电压，电感 L的电流就完全受开关 S的通断控制； S通时， iL增长， S断时， iL下降，因此控制 S的占空比按正弦绝对值规律变化，且与输入电压同相，就可以控制 iL波形为正弦绝对值，从而使输入电流的波形为正弦波，且与输入电压同相，输入功率因数为 1。 10.5.1 功率因数校正电路的基本原理图 10-31 三相单开关 PFC电路图 10-32 三相单开关 PFC电路的工作波形三相功率因数校正电路的基本原理电路是工作在电流不连续模式的升压斩波电路， LALC的电流在每个开关周期内都是不连续的；电路中的二极管都采用快速恢复二极管，电路的输出电压高于输入线间电压峰值。工作原理 S开通后，电感电流值均从零开始线性上升（正向或负向）， S关断后，三相电感电流通过 D7向负载侧流动，并迅速下降到零。在每一个开关周期中，电感电流是三角形或接近三角形的电流脉冲，其峰值与输入电压成正比；假设 S关断后电流 i A下降很快， iA的平均值将主要取决于阴影部分的面积，这样 iA平均值与输入电压成正比，因此输入电流经滤波后将近似为正弦波。 10.5.1 功率因数校正电路的基本原理在分析中略去了电流波形中非阴影部分，因此实际的电流波形同正弦波相比有些畸变，如果输出直流电压很高，则开关 S关断后电流下降就很快，被略去的电流面积就很小，则电流波形同正弦波的近似程度高，其波形畸变小。该电路工作于电流断续模式，电路中电流峰值高，开关器件的通态损耗和开关损耗都很大，因此适用于 36kW的中小功率电源中。图 10-31 三相单开关 PFC电路图 10-32 三相单开关 PFC电路的工作波形 10.5.1 功率因数校正电路的基本原理开关电源中采用有源 PFC电路带来以下好处输入功率因数提高，输入谐波电流减小，降低了电源对电网的干扰，满足了现行谐波限制标准。在输入相同有功功率的条件下，输入电流有效值明显减小，降低了对线路、开关、连接件等电流容量的要求。由于有升压斩波电路，电源允许的输入电压范围扩大，能适应世界各国不同的电网电压，极大的提高电源装置的可靠性和灵活性。由于升压斩波电路的稳压作用，整流电路输出电压波动显著减小，使后级 DC-DC变换电路的工作点保持稳定，有利于提高控制精度和效率。单相有源功率因数校正电路较为简单，仅有 1个全控开关器件。该电路容易实现，可靠性也较高，因此应用非常广泛；三相有源功率因数校正电路结构和控制较复杂，成本也很高，三相功率因数校正技术的仍是研究的热点。 10.5.2 单级功率因数校正技术单级 PFC变换器拓扑是将功率因数校正电路中的开关元件与后级 DC-DC变换器中的开关元件合并和复用，将两部分电路合而为一。单级变换器的优点开关器件数减少，主电路体积及成本可以降低。控制电路通常只有一个输出电压控制闭环，简化了控制电路。有些单级变换器拓扑中部分输入能量可以直接传递到输出侧，不经过两级变换，所以效率可能高于两级变换器。 10.5.2 单级功率因数校正技术图 10-33 典型的 boost

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