无线传输信道的特性

通信工程专业研究措施论无线传播信道的特性学 院:电子信息工程学院专 业:通信工程班 级：学 号:学 生：指导 教 师: 毕红军8月目录一、引言：2二、无线电波传播频段及途径32.1无线电波频段划分32.2无线电波的极化方式42.3传播途径4三、无线信号的传播方式53.1直线传播及自由空间损耗53.2 反射和透射63.2.1斯涅尔（Snell）定律63.2.2 功率定律73.2.3断点模型83.3绕射93.3.1单屏或楔形绕射93.3.2多屏绕射103.4散射12四、窄带信道的统计描述144.1不含主导分量的小尺度衰落144.2含主导分量的小尺度衰落164.3多普勒谱164.4大尺度衰落17五、宽带信道的特性185.1多径效应对宽带信道的影响185.2多普勒频移对宽带信道的影响21六、总结22七、参考文献23一、引言：各类无线信号从发射端发送出去后来,在达到接受端之前经历的所有途径统称为信道。如果传播的无线信号,则电磁波所经历的途径，我们称之为无线信道。信号从发射天线到接受天线的传播过程中,会经历多种复杂的传播途径，涉及直射途径、反射途径、衍射途径、散射途径以及这些途径的随机结合。同步，电波在多种途径的传播过程中，有用信号会受到多种噪声的污染,因而会浮现不同情形的损伤，严重时会使信号难以恢复。无线信号在传播时，不仅存在自由空间固有的传播损耗，还会受到建筑物、地形等的阻挡而引起信号功率的衰减和相位的失真,这种衰减还会由于移动台的运动和信道环境的变化浮现随机的变化。下面将讨论无线传播信道的重要特性。二、无线电波传播频段及途径2.1无线电波频段划分波段名称频段名称缩写波长范畴频率范畴传播距离可用带宽重要用途极长波极低频10001000km30z超长波超低频10000100km030Hz无线电导航特长波特低频F0000km30000Hz甚长波甚低频V10km30kz数千公里极有限长距离无线电导航长波低频LF100010030300Hz数千公里很有限长距离无线电导航、电报中波中频MF1000100m3003000kHz几千公里适中中档距离广播、水上移动短波高频HF100m33MHz几千公里宽全球广播、移动通信、电报超短波甚高频HF101m3030MHz几百公里以内很宽短中距离移动、个人通信、导航、调频广播、电视微波分米波特高频UF10d300000MHz100公里以内很宽厘米波超高频SF101330GHz30公里很宽毫米波极高频HF11mm30300z20公里很宽短中距离移动、个人通信、微波通信亚毫米波至高频10mm33000GHz卫星电视、广播通信现代的数字通信系统频谱重要集中在300K到G之间,特别是500KHz到2GHz之间的频段使用更密集,例如GSM系统使用的是900H和100MH，WCDMA系统使用的是90MHz1955MHz和213Hz21H。2.2无线电波的极化方式电磁波是一种横波,其“电场矢量”、“磁场强度矢量”和“波的传播方向”三者之间“两两互相垂直”。常用“电场强度矢量”的变化来代表电磁波的变化。其中“电场强度矢量”的方向具有拟定的规律,这种现象成为电磁波的极化。线极化波：电磁波在空间传播时,如果电场矢量的空间轨迹为一条直线,始终在一种平面内传播,则称为线极化波。圆极化波:若电场矢量在空间的轨迹为一种圆,即电场矢量环绕传播方向的轴线不断地旋转,则称为圆极化波。极化方式英文缩写定义用途优缺陷线极化水平极化H极化方向与地面平行调频、短波、地面电视卫星广播等构造简朴，但安装维护复杂垂直极化V极化方向与地面垂直中波、移动通信、卫星电视广播等圆极化左旋圆极化L极化方向逆时针变化卫星电视电波穿过雨雾层和电离层的衰减小，接受时不用调节极化角,安装维护简朴右旋圆极化R极化方向顺时针变化广播23传播途径无线电波的传播途径有地面传播、电离层传播、空间传播、对流层传播和外球层传播五种。传播途径定义特点应用波段地面传播电磁波绕地球表白绕射传播易被地面吸取，导致衰减较大用于长波(3000HZ）、中波(500600KHZ)、调频广播电离层传播运用太阳和多种宇宙射线辐射引起空气分子电离而形成的电离层传播借助电离层的反射传播到较远距离用于短波通信空间传播电磁波由直射波和地面反射波构成想干传播至发射天线和接受天线必须在合适距离范畴内用于超短波、调频（30MH）、广播和微波通信对流层传播从地面上升到离开地面大概10K的范畴内的对流层随着对流层中大气温度、压力和适度的变化而使电磁波产生反射折射和散射用于超短波传播外球层传播运用离开地面0000M高度的外球层进行传播用于超过10M超短波和微波通信。如卫星通信，卫星电视广播三、无线信号的传播方式无线信号传播的最简朴的状况是自由空间传播，即一种发送天线和一种接受天线存在于自由空间中。在更为实际的状况下，还存在绝缘和导电的障碍物（互相作用体），如果这些互相作用体有光滑的表面,电磁波就会被反射，而另一部分能量则会穿透互相作用体传播;如果互相作用体表面粗糙,电磁波将发送散射。最后电磁波会在互相作用体边沿发生绕射。31直线传播及自由空间损耗假设自由空间中单发单收天线的情形,能量守恒表白，对环绕发送天线的任何一种闭合表面上的能量积分，都应当等于发送功率。假设某一闭合表面是以发射机天线为圆心、半径为d的球面,并且假设天线的辐射各向同性，那么该表面的能量密度为,为发送天线能量，觉得接受机天线有一种“有效面积”，可以觉得撞击到该区域的所有能量都被接受天线收集到，于是接受能量为: (式.1)如果发送天线不是各向同性的,那么能量密度必须要乘以接受天线方向上的天线增益,天线有效面积与天线增益有一种简朴的关系式: （式32)将式3.代入式3.1，得到接受功率为以自由空间距离为变量的函数，也成为Friis定律： （式33）因子也称为“自由空间损耗因子”。Friis定律使用与天线远场,例如:发送天线和接受天线至少要间隔一种瑞利距离,瑞利距离定义如下： （式3.）其中为天线最大尺寸,并且远场规定以及。3.2 反射和透射321斯涅尔(Snell)定律电磁波在达到接受机之前一般被一种或者多种互相作用体所反射，互相作用体的反射系数以及反射发生的方向，决定了达到接受机处的功率。为了得到一种精确的数学方程式,考虑下面的设立,让一种均匀平面波以入射角射向一种点介质半空间,绝缘物质用介电常数和电导率来描述,此外还假设材料各向均质,相对磁导率。介电常数和电导率可以合并成一种参数，即复介电常数： (式.5)平面波以入射角射向半空间，定义为波矢量与垂直于电介质边界的单位矢量之间的夹角。我们必须要辨明横磁波T和横电波T的情形,对于TM波，磁场分量平行于两个电介质的交界面,而对于TE波，电场分量平行于该交界面，如下图所示：TE波TM波 图3-1根据nell定律可以求出反射和透射系数；对于M波: (式3.5) （式.)对于TE波： (式7） （式2.8）在高损耗的物质中，透射波不再是各向同性的平面波，因此Sell定律不再合用,而是在电介质交界面产生一种导波。然而在实际应用中，重要的互相作用物都是低损耗介质，如山峰、建筑物等,因此可以应用Snell定律。.2.2 功率定律虽然ell定律给出了精确的数学公式,但是由于实际状况并不满足Snell公式的前提假设,并且nell公式计算复杂，在实际工程中并不合用。目前我们简介无线通信中的一种经验定律,接受信号功率与收发天线距离的四次方成反比。这个定律一般可以通过计算只有一种直射波加一种地面反射波状况下的接受功率来证明是有效的，如下图所示:图3-2可以推到出如下公式: （式3.9）其中分别是发送天线和接受天线的高度，该公式在距离不小于如下值时有效： (式3.0）将功率定律与riis定律相结合,可以得到接受功率与距离的关系:我们将上式推导出的接受功率与一种实际测量到的功率进行对比，如下图所示:图3-3 从图中可以看到,衰减系数n=2和n=4之间的变化事实上并不是明显的断点,而是很平滑的。因此端点的选择是更具数学模型进行直线拟合后来拟定的，并没有固定的设立措施。3.2.3断点模型如果考虑反射和其她途径，衰减系数n并不一定等于4；可用如下方程表达 （式3.1）对于不同的环境有不同的经验值,在自由空间中n=2；在平原地区n=3;在丘陵地区n=5;在郊区4；在市区n5，因此在运用断点模型计算损耗时要根据不同的环境还取合适的衰减系数。.3绕射直射、反射和透射都是针对无限延伸的互相作用体,然而真正的互相作用体，例如汽车，大楼等都是空间有限的。而有限大小的物体并不会产生锋利的影音,而是发生绕射,这是由于电磁波辐射的波特性决定的。绕射重要有两个典型问题：一种均匀平面波被刀刃或屏绕射;一种均匀平面波被一种楔形物绕射。3.3单屏或楔形绕射最简朴的绕射问题是一束均匀平面波被一种半无限的屏所绕射，如图-4所示。根据惠更斯原理，可以这样理解绕射：波阵面的每一点都可以看做是球面波的源点。对于一种均匀平面波来说,多种球面波的叠加产生了此外一种均匀平面波，见平面之间的而变化。图3-4 惠更斯原理根据惠更斯原理，我们可以求出单屏绕射的绕射角和接受电场强度。图3-5 单屏反射绕射角 （式312）菲涅尔参数 (式313）菲涅尔积分 (式31）接受电场强度 (式3.15)3.3.多屏绕射单屏绕射已广泛研究,由于它可以用闭式数学来计算，并且构成理解决其她复杂问题的基本。事实上，我们一般会遇到发射机和接受机之间有多种互相作用体的情形，例如越过市区环境的房顶传播时就会是这种状况。多屏绕射除了几种特殊的状况,没有求精确解的一般措施，下面我们给出几种近似措施。布林顿（ullington)措施Bllnto措施是用一种“等价”的单屏来替代多屏。这个等价屏是用如下措施推导的：从发射机出发做各个实际障碍物的切线,并且选择最陡峭的那一条(上升角最大的那一条),那么所有的障碍物要么与这条直线相接触，要么就是在这条直线一下；同样,从接受机出发做各个障碍物的切线，选择最陡峭的那一条。等价屏就取决有嘴最陡峭的发射机切线和最陡峭的接受机切线的交界面，如图3-6所示,在该屏出的绕射场就可以用单屏绕射的公式来计算了。图3-6 Bullington措施得到的等价屏Epsei-eersen措施Buingo措施仅由两个屏就决定了等价屏,导致了Bullingtn措施的精度不高。这个问题可以有Epstein-Peeren的措施来稍微缓和。这种措施运用单独计算每个屏的绕射损耗，然后把不同屏引起的衰减以对数刻度加在一起,如图3-所示。图3-7 Epstein-Petersen措施eygou措施Dygout措施的体系与EsteinPetersn措施相似，由于它也是要把每个屏引起的衰减假加起来，然而Dyot措施中的绕射角是用不相似的算法来定义的。第一步：取定当只有第i个屏存在时发射机和接受机之间的衰减;第二步:引起最大衰减的屏定义为“主屏”其索引定义为；第三步:计算发射机与主屏尖端由第j个屏引起的衰减(j从1到)。引起最大衰减的屏定义为“次主屏”。同样第,计算主屏与接受机由第个屏引起的衰减(）;第四步:作为可选环节,反复该过程以产生“次辅屏”，等等。第五步:把所有考虑的屏产生的损耗加起来(以为单位）。不同措施间的比较这三种措施各有优劣，对于不同的场合可以选择不同的措施来近似计算绕射的损耗。Blingon措施最大的长处就是计算简朴。然而,这种简朴性同样也带来了相称大的不精确性，物理存在的大多数屏不会影响等效屏的位置，甚至是最高的屏也不会产生影响,但是在实际中，这些高的障碍物的确会对传播损耗产生影响并且产生一种附加衰减。ptein-Petersen措施相对也Buligto措施是个更精确的模型，这种措施仍然只是近似，由于这种措施在对数刻度上对衰减进行求和，因而导致了线性刻度上总的衰减呈指数增长。同样yo措施得到的总损耗与屏的数目成指数增长,并且，如果事实上有一种屏起主导作用,大部分损耗是由它引起的，则Deyou措施工作得较好。否则,它就会产生相称大的误差。3.4散射发射机发射的电磁波,照射到比载波波长小的物理上(如：路灯、树叶、交通标志等),反射出多路较弱的电磁波，如图3-8所示，再传到无线通信接受机的天线处。下面简介计算散射的两个重要理论:rchhff理论和微扰理论。图3-8 粗糙表面的散射Kihhoff理论irhf理论只需要少量的信息也就是,平面振幅的概率密度函数。这个理论假设高度变化很小,以至于平面上不同散射点并不会互相影响。在粗糙表面导致光纤同步被散射到了其她方向,如图3-9所示，这种功率减小可以用有效反射系数来表达,在高斯概率密度分布下，该反射系数变为: （3.6)其中是高度分布的原则差,是波数,是入射角。图3-9 Kirchhoff理论反射假设微扰理论微扰理论推广了Krhhof理论,不仅使用了表面高度的概率密度函数，尚有她的空间有关函数。也就是说，它考虑了当我们沿着表面移动某一距离时,高度变化有多快。其几何表达如图3-10所示。图3-10 微扰理论的几何表达假设空间有关函数定义为 （式3.1)散射在通信领域对典型的应用就是天波运用对流层进行散射通信,如图311所示图3-11 对流层散射通信假设从无线信号的几种传播方式中,直射是比较抱负的状况，实际中很少直接运用直射来求衰减。在空旷的郊区可以将直射和反射想结合,运用断点模型来求传播衰减，这样的理论计算值和实际测量值比较接近。在建筑物多的城区,无线信号基本没有直射了,达到接受机的信号通过了绕射、散射、透射等多种方式,要根据具体场景选择不同的近似模型来计算。四、窄带信道的记录描述在许多环境中,要描述所有的决定不同的多径分量(MF）的反射、绕射和散射是及其复杂的。一般更可取的措施是描述信道某一参数获得某一种值的概率。最重要的参数是信道增益，由于她决定了接受功率和场强,固然这个增益不不小于1。由于接受机功率与距离有关,根据距离的变化导致接受机功率的变化,我们可以将信道衰落分为大尺度衰落和小尺度衰落。当接受机功率波动发生在大概一种波长的范畴内时,称为小尺度衰落，这些波动产生的因素是不同多径分量之间的干涉。如果波动发生在10个波长以上,典型的为几百个波长，则称为大尺度衰落，这种衰落重要由于大型物体的阴影效应引起的。4.1不含主导分量的小尺度衰落接受机从各个方向上接受到的波的振幅的平均值都相似,并且各个途径具有独立的幅度和相位,接受机的接受信号相位为各径相位相加,如图4-所示。图4-1 不含主导分量假设通过记录学的数学推导可以证明不含主导分量的小尺度衰落的接受机信号的实部和虚部都服从均值为零的正态分布,实部与虚部相独立，从而可以推出幅值r服从瑞利分布, (式.1） （式2)相位服从均匀分布 （式4.)瑞利分布场强的衰落余量由于场强是随机变量,虽然是大的场强均值也不能保证所有的时刻都能成功通信，相反地,仅仅在一定比例的状况下场强才超过最小值。因此变成了这样一种问题“给定成功通信所需要的最小功率或者场强,平均功率要有多大才干保证通信在所有状况下有x%的成功率?”，也就是衰落余量也多大。根据定义，累积分布函数给出了某一场强电平不会被超过的概率。为了达到x%的中断概率，可以规定 (式44）即可计算出场强的均方值衰落余量 (式4.5）4.2含主导分量的小尺度衰落当一种主导的多径分量,例如一种视距分量或者一种主导的镜面反射分量,存在时，衰落记录量会发生变化,可以证明接受信号的实部和虚部互相独立，实部服从均值为的正态分布，而虚部服从均值为零的正态分布。从而可以推导出幅值的概率密度函数服从莱斯分布: (式.6） （式4.7）莱斯分布随机变量的均方值是:含主导分量的小尺度衰落的衰落余量为： （式4.8）4多普勒谱接受机的移动会引起接受频率的偏移,称为多普勒频移,如图2所示。如果移动台(MS)移动,多径分量以不同方向达到移动台引起了不同的频率偏移，这导致了接受频谱的扩展。图4-2 多普勒频移假设当一种波仅从一种单一方向到来时，多普勒频移的体现式为 式(.9)式中表达移动台的速度矢量与移动台处波方向的夹角。显然,频谱偏移依赖于波的方向，并且在一定范畴之内，其中。如果有多种多径分量，我们就需要懂得入射波功率随变化的函数分布。这样我们就要考虑入射波的概率密度函数，达到接受机的多径分量以移动台的天线模式加权。当入射角服从均匀分布时，即波均匀的从各个方位角方向入射,并且都达到水平平面。这种状况相应于没有视距连接的情形，并且大量的互相作用体均匀地分布在移动台周边，进一步假设天线是垂直偶极子天线,则多普勒频谱变为: （式4.1）这种频谱称为典型谱或者Jaes谱。其频谱图如下：图4-3 典型多普勒谱 假设4.4大尺度衰落由不同的多径分量的叠加而产生的小尺度衰落，在几种波长的空间范畴内迅速变化。如果场强在一种小的区域内进行平均，我们得到了小尺度平均（S)场强,SSA场强在小范畴内可以看做是常数，但在大范畴内是变化的,这样的变化成为大尺度衰落。大尺度衰落重要由于地形的阴影效应引起的。许多实验研究表白,小尺度平均场强F用对数刻度来描绘时，是均值为的高斯分布。这样的分布时对数正态分布,它的概率密度函数是： (式.11)大尺度衰落的衰落余量图4-4 大尺度衰落的概率密度函数 假设根据合计密度函数可以求得大尺度衰落的衰落余量 (式4.12)式中M为相应中断概率的衰落余量。实际状况下,大尺度和小尺度衰落都会发生，衰落余量必须要考虑两个效果的结合。有一种简朴的措施是将瑞利分布的衰落余量与对数正态分布的衰落余量相加，但是由于两中衰落余量间不是简朴的线性关系，直接相加会过高的估计了所需的衰落余量。五、宽带信道的特性在上一部分，我们讨论了多径传播和多普勒频移对窄带信道中信号的接受场强和时变性的影响。然而目前和将来的大多数无线通信系统为了满足足够高的数据速率或者满足多址接入技术方案,一般采用很大的带宽,因此我们需要讨论宽带信道的特性。.1多径效应对宽带信道的影响多径效应对宽带信达的影响从时域上描述是,信道的冲击响应不是函数,达到信号的持续时间比发送信号的长,如图5-所示，称为时延色散;从频域上描述是带宽不同,信道的传播函数不同，如图-2所示,称为信道的频率选择性。图5-2 宽带信道的频率选择性假设图5-1 宽带信道的频率选择性假设 用信道的功率时延谱来描述宽带信道的时延色散，它是某一时延处接受信号功率的盼望值：由不同步延的信号分量具有的平均功率所构成的谱。时延功率谱表达在内达到接受机的信号功率强度，与多普勒频移无关，体现式如下： （式5.）时延功率谱可以作为一种静态区域的最后测量成果绘出来的量,但是它仍然是个函数。为了迅速得到测量成果的概貌，最佳使每一种测量活动都用单个参数来描述，最常用的措施是时延功率谱的归一化矩。我们以计算零阶矩开始,即功率在时间上的积分（总功率): （式52)归一化一阶矩(平均时延)为: （式5.3）归一化二阶中心矩(均方根时延扩展）： （式5.）上述三个参数中均方根时延扩展有着特殊的地位,在某些特定环境下，越小，时延扩展越轻微,越大,时延扩展越严重。均方根时延扩展和相干带宽是有关联的,两者有如下如拟定关系： (式5.)根据衰落和频率的关系，可以将多径衰落分为两类：一是衰落状况与频率有关的频率选择性衰落，即不同频率成分衰落不一致,衰落信号波形将产生失真,如图5-3所示；二是衰落状况与频率无关的非频率选择性衰落，也称为平坦衰落,即各频率成分衰落一致,衰落信号波形不失真,如图5-所示。图5-3 非频率选择性衰落假设图5-4 频率选择性衰落假设多径衰落类型有信道和信号两方面因素决定,当信号带宽不小于相干带宽时，衰落为频率选择性衰落;当信号带宽不不小于相干带宽时,衰落为非频率选择性衰落。对于数字移动通信系统，多径效应导致的时延扩展导致信号的性能下降，使得信号的传播速率受到多径的影响。当码元速率较低时，信号带宽时,信号通过信道传播后，各频率分量的变化具有一致性,则信号波形不失真，无码间串扰,此时的衰落为平坦衰落,但不可分解的向量叠加减少的信噪比，需要采用分集、纠错编码技术。当码元速率较高时,信号带宽时,信号通过信道传播后,各频率分量的变化是不一致性，将引起信号波形失真，导致码间串扰，此时的衰落为频率选择性衰落,需要采用均衡、扩频、OFDM调制等技术。5.多普勒频移对宽带信道的影响由于移动台移动,接受信号会产生多普勒频移。在多径环境下，这种频移定义为多普勒扩展,也称随机调频。如图45所示，当移动台处在R点时，从发射到接受的传播途径中，所有时延为的途径，其反射点都在以和R为焦点的一种椭圆上,而时延为的传播途径的反射点都在更大的一种椭圆上，图5-5 多普勒频移假设目前考虑两种极端状况，途径TAR和TR,传播时延相差,互相间引起的扩展；但其入射角相似,因此由她们引起的多普勒频移相似；当其时延相似，互相间不引起时延扩展,但其入射角不同，因此会引起不同的多普勒频移。若接受信号为N条途径传来的点播，其入射角不尽相似,当N交大时,多普勒频移就称为占有一定带宽的多普勒扩展。和时延功率谱同样，多普勒谱也可以简化为更紧凑的信道描述，即用多普勒谱的归一化矩表达。我们以计算零阶矩开始,即功率在频率上的积分（总功率）： （式5.6）归一化一阶矩(平均多普勒频移均值)为： (式5.7)归一化二阶中心矩（均方根多普勒扩展值): (式58）均方根多普勒扩展值越小,多普勒频移越轻微,越大,多普勒频移越严重。均方根多普勒扩展值与相干时间是有关联的。信道的自有关函数减小到.5（3dB)时的时间延迟称为有关时间，两者有下面不拟定关系。 （式5.9）多普勒效应引起的时变信道信号的衰落，可以由相干时间来表达衰落的快慢。因此可以将此衰落分为快衰落和慢衰落。衰落的快慢有信道的相干时间和信号的持续时间两个因素决定。当发送信号的持续时间,则会产生快衰落，衰落特性在一种码元时间内变化多次，引起基带脉冲波形失真,产生同步问题(接受机说想和失效），增长了设计匹配滤波器的困难。可以通过鲁棒调制,增长冗余以提高速率或信道编码来改善。当发送信号的持续时间,发生慢衰落,信噪比损失,可以通过度集和编码来改善。六、总结无线信道的频率不同，决定了不同的传播方式。无线信道的衰落由信号的频率、传播方式、传播环境和移动台的运动等诸多因素决定。在学习信道知识之前，已经学习过电磁场与电磁波的基本理论，但是所波及的定理和公式都是在比较抱负的环境下进行计算的，因此我始终在思考，如果在实际应用场景下,运用麦克斯韦方程组进行计算，将十分复杂,环境的多种参量无法得到精确值,数学模型也不能完全适合不同的实际场景。虽然通过麦克斯韦方程组给出了完整的电磁波传播过程的数学方程，但是在实际应用中，运用麦克斯韦方程组求解信号衰落是一件十分复杂的事,并且意义不大，由于环境时刻在变,没有必规定出十分精确的解。运用记录学,可以简化计算过程,较为精确的分析信号特性，并且所得到的结论适合大多数场景，应用十分广泛。上述诸多公式都是在实际测量中运用记录学来推测出的,虽然有些是经验公式，没有数学推导那么严谨,但是其实用性和计算的简便性使得它们收到工程技术人员的承认。在无线通信系统的设计过程中，必须考虑信道的衰落特性。在郊区我们可以运用直射和反射相结合来描述信道的衰落；在城区,我们应当更多的运用绕射和散射理论来计算信道的衰落特性。对于静止或低速移动的接受机,我们可以不用考虑多普勒频移，而重要考虑多径引起的时延拓展，建筑物密集的地方,应更多考虑大尺度衰落；对于高速移动的接受机，例如汽车和高铁上的终端，这是多普勒频移引起的衰落不可忽视,并且速度很高,也许使整个移动通信系统无法正常工作。由于信道的随机性,为了保证通信的可靠性，在设计通信系统时必须设立一种衰落余量。信道的衰落类型判断对无线通信系统的设计十分重要,我们虽然给出了某些衰落类型的判断措施，但是可以看出都是给出的不拟定关系,这是由于信道的随机性，时变性。没有适合于所有环境的判决原则,这就需要设计人员根据实际的环境测量,将理论与实际相结合来判断信道特性。虽然实际应用中,诸多典型理论不能直接应用，但是从上面的分析中可以看出，理论的指引作用非常重要，上述的诸多经验公式和记录推导出的公式都是基本电磁场与电磁波的基本理论得出的。因此将来从事研究中，理论知识十分重要,起到方向指引的作用，同步也要注重实际场景下记录学的应用。七、参照文献1莫里斯,田斌 无线通信. 北京：电子工业出版社,.12樊昌信 曹丽娜. 通信原理（第6版)M. 国防工业出版社，23王秋爽.移动无线信道M.机械工业出版社,.4张俊铭.无线信道多径时延估计及信道建模J电子科技大学学报,5蒋德军,胡涛.时延估计技术及其在多径环境中的应用J.声学学报.(0)