脉冲调制原理

脉冲宽度调制 pwm百科名片脉冲宽度调制(PWM)，是英文“Pulse Width Modulat的缩写，简称脉宽调制，是利 用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术，广泛应用在从 测量、通信到功率控制与变换的许多领域中。目录简介基本原理具体过程脉冲宽度调制优点控制方法脉冲宽度调制相关应用领域具体应用展开编辑本段简介脉冲宽度调制是一种模拟控制方式，其根据相应载荷的变化来调制晶体管栅极或 基极的偏置，来实现开关稳压电源输出晶体管或晶体管导通时间的改变，这种方式能 使电源的输出电压在工作条件变化时保持恒定，是利用微处理器的数字输出来对模拟 电路进行控制的一种非常有效的技术。PWM控制技术以其控制简单，灵活和动态响应好的优点而成为电力电子技术最广 泛应用的控制方式，也是人们研究的热点。由于当今科学技术的发展已经没有了学科 之间的界限，结合现代控制理论思想或实现无谐振软开关技术将会成为PWM控制技 术发展的主要方向之一。编辑本段基本原理随着电子技术的发展，出现了多种PWM技术，其中包括：相电压控制PWM、脉 宽PWM法、随机PWM、SPWM法、线电压控制PWM等，而在镍氢电池智能充电器 中采用的脉宽PWM法，它是把每一脉冲宽度均相等的脉冲列作为PWM波形，通过 改变脉冲列的周期可以调频，改变脉冲的宽度或占空比可以调压，采用适当控制方法 即可使电压与频率协调变化。可以通过调整PWM的周期、PWM的占空比而达到控制 充电电流的目的。模拟信号的值可以连续变化，其时间和幅度的分辨率都没有限制。9V电池就是一 种模拟器件，因为它的输出电压并不精确地等于9V,而是随时间发生变化，并可取 任何实数值。与此类似，从电池吸收的电流也不限定在一组可能的取值范围之内。模 拟信号与数字 信号的区别在于后者的取值通常只能属于预先确定的可能取值集合之内， 例如在0V,5V这一集合中取值。模拟电压和电流可直接用来进行控制，如对汽车收音机的音量进行控制。在简单 的模拟收音机中，音 量旋钮被连接到一个可变电阻。拧动旋钮时，电阻值变大或变小； 流经这个电阻的电流也随之增加或减少，从而改变了驱动扬声器的电流值，使音量相 应变大或变 小。与收音机一样，模拟电路的输出与输入成线性比例。尽管模拟控制看起来可能直观而简单，但它并不总是非常经济或可行的。其中一 点就是，模拟电路容 易随时间漂移，因而难以调节。能够解决这个问题的精密模拟电 路可能非常庞大、笨重（如老式的家庭立体声设备）和昂贵。模拟电路还有可能严重 发热，其功耗相 对于工作元件两端电压与电流的乘积成正比。模拟电路还可能对噪声 很敏感，任何扰动或噪声都肯定会改变电流值的大小。通过以数字方式控制模拟电路，可以大幅度降低系统的成本和功耗。此外，许多 微控制器和DSP已经在芯片上包含了 PWM控制器，这使数字控制的实现变得更加容 易了。具体过程脉冲宽度调制（PWM）是一种对模拟信号电平进行数字编码的方法。通过高分辨 率计数器的使用,方波的占空比被调制用来对一个具体模拟信号的电平进行编码。 PWM信号仍然是数字的，因为在给定的任何时刻，满幅值的直流供电要么完全有（ON）,要么完全无（OFF）。电压或电流源是以一种通（ON）或断（OFF）的重复 脉 冲序列被加到模拟负载上去的。通的时候即是直流供电被加到负载上的时候，断的 时候即是供电被断开的时候。只要带宽足够，任何模拟值都可以使用PWM进行编码。多数负载（无论是电感性负载还是电容性负载）需要的调制频率高于10Hz，通常 调制频率为1kHz到200kHz之间。许多微控制器内部都包含有PWM控制器。例如，Microchip公司的PIC16C67内 含两个PWM控制器，每一个都可以选择接通时间和周期。占空比是接通时间与周期 之比；调制频率为周期的倒数。执行PWM操作之前，这种微处理器要求在软件中完 成以下工作：1、设置提供调制方波的片上定时器/计数器的周期2、在PWM控制寄存器中设置接通时间3、设置PWM输出的方向，这个输出是一个通用I/O管脚4、启动定时器5、使能PWM控制器目前几乎所有市售的单片机都有PWM模块功能，若没有（如早期的8051），也 可以利用定时器及GPIO 口来实现。更为一般的PWM模块控制流程为（笔者使用过 TI的2000系列，AVR的Mega系列，TI的LM系列）：1、使能相关的模块（PWM模块以及对应管脚的GPIO模块）。2、配置PWM模块的功能，具体有： ：设置PWM定时器周期，该参数决定PWM波形的频率。 ：设置PWM定时器比较值，该参数决定PWM波形的占空比。 ：设置死区（deadband），为避免桥臂的直通需要设置死区，一般较高档的单 片机都有该功能。 ：设置故障处理情况，一般为故障是封锁输出，防止过流损坏功率管，故障一 般有比较器或ADC或GPIO检测。 ：设定同步功能，该功能在多桥臂，即多PWM模块协调工作时尤为重要。3、设置相应的中断，编写ISR, 般用于电压电流采样，计算下一个周期的占空 比，更改占空比，这部分也会有PI控制的功能。4、使能PWM波形发生。编辑本段脉冲宽度调制优点PWM的一个优点是从处理器到被控系统信号都是数字形式的，无需进行数模转换 让信号保持为数字形式可将噪声影响降到最小。噪声只有在强到足以将逻辑1改变为 逻辑0或将逻辑0改变为逻辑1时，也才能对数字信号产生影响。对噪声抵抗能力的增强是PWM相对于模拟控制的另外一个优点，而且这也是在 某些时候将PWM用于通信的主要原因。从模拟信号转向PWM可以极大地延长通信 距离。在接收端，通过适当的RC或LC网络可以滤除调制高频方波并将信号还原为模 拟形式。总之，PWM既经济、节约空间、抗噪性能强，是一种值得广大工程师在许多设计 应用中使用的有效技术。编辑本段控制方法采样控制理论中有一个重要结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的 环节上时，其效果基本相同.PWM控制技术就是以该结论为理论基础，对半导体开关 器件的导通和关断进行控制,使输出端得到一系列幅值相等而宽度不相等的脉冲，用这 些脉冲来代替正弦波或其他所需要的波形.按一定的规则对各脉冲的宽度 进行调制，既 可改变逆变电路输出电压的大小，也可改变输出频率.PWM控制的基本原理很早就已经提出，但是受电力电子器件发展水平的制约，在 上世纪80年代以前一直未能实现.直到进入上世纪80年代，随着全控型电力电子器件 的出现和迅速发展，PWM控制技术才真正得到应用.随着电力电子技术，微电子技术 和自动控制技术的发展以及各种新的理论方法，如现代控制理论,非线性系统控制思 想的应用，PWM控制技术获得了空前的发展.到目前为止，已出现了多种PWM控制 技术，根据PWM控制技术的特点，到目前为止主要有以下8类方法.等脉宽PWM法VVVF(Variable Voltage Variable Frequency)装置在早期是采用 PAM(Pulse Amplitude Modulation )控制技术来实现的，其逆变器部分只能输出频率可调的方波电 压而不能调压.等脉宽PWM法正是为了克服PAM法的这个缺点发展而来的，是PWM 法中最为简单的一种.它是把每一脉冲的宽度均相等的脉冲列作为PWM波，通过改变 脉冲列的周期可以调频，改变脉冲的宽度或占空比可以调压，采用适当控制方法即可 使电压与频率协调变化相对于PAM法，该方法的优点是简化了电路结构，提高了输 入端的功率因数，但同时也存在输出电压中除基波外，还包含较大的谐波分量.随机 PWM在上世纪 70年代开始至上世纪 80年代初，由于当时大功率晶体管主要为双极性 达林顿三极管，载波频率一般不超过5kHz,电机绕组的电磁噪音及谐波造成的振动引 起了人们的关注.为求得改善，随机PWM方法应运而生.其原理是随机改变开关频率使 电机电磁噪音近似为限带白噪声(在线性 频率坐标系中，各频率能量分布是均匀的)， 尽管噪音的总分贝数未变，但以固定开关频率为特征的有色噪音强度大大削弱.正因为 如此，即使在 IGBT 已被广泛 应用的今天，对于载波频率必须限制在较低频率的场合 随机PWM仍然有其特殊的价值；另一方面则说明了消除机械和电磁噪音的最佳方法 不是盲目地提高工作频率，随机PWM技术正是提供了一个分析，解决这种问题的全 新思路.SPWM 法SPWM(Sinusoidal PWM)法是一种比较成熟的，目前使用较广泛的PWM法.前面 提到的采样控制理论中的一个重要结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性 的环节上时，其效果基本相同.SPWM法就是以该结论为理论基础，用脉冲宽度按正 弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆变电路中开关器件的通 断， 使其输出的脉冲电压的面积与所希望输出的正弦波在相应区间内的面积相等，通 过改变调制波的频率和幅值则可调节逆变电路输出电压的频率和幅值.该方法的实现有 以下几种方案.等面积法该方案实际上就是SPWM法原理的直接阐释，用同样数量的等幅而不等宽的矩 形脉冲序列代替正弦波，然后计算各脉冲的宽度和间隔，并把这些数据存于微机中， 通过查表的方式生成PWM信号控制开关器件的通断，以达到预期的目的.由于此方法 是以SPWM控制的基本原理为出发点，可以准确地计算出各开关器件的通断时刻， 其所得的的波形很接近正弦波，但其存在计算繁琐，数据占用内存大，不能实时控制 的缺点.硬件调制法硬件调制法是为解决等面积法计算繁琐的缺点而提出的，其原理就是把所希望的 波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过对载波的调制得到所期望的 PWM波形通常采用等腰三角波作为载波，当调制信号波为正弦波时，所得到的就是 SPWM波形其实现方法简单，可以用模拟电路构成三角波载波和正弦调制波发生电路，用比较器来确定它们的交点,在交点时刻对开关器件的通断进行控制，就可以生成 SPWM 波.但是，这种模拟电路结构复杂，难以实现精确的控制.软件生成法由于微机技术的发展使得用软件生成SPWM波形变得比较容易，因此，软件生成 法也就应运而生.软件生成法其实就是用软件来实现调制的方法，其有两种基本算法， 即自然采样法和规则采样法.自然采样法以正弦波为调制波，等腰三角波为载波进行比较，在两个波形的自然交点时刻控 制开关器件的通断，这就是自然采样法.其优点是所得SPWM波形最接近正弦波，但 由于三角波与正弦波交点有任意性，脉冲中心在一个周期内不等距，从而脉宽表达式 是一个超越方程，计算繁琐，难以实时控制.规则采样法规则采样法是一种应用较广的工程实用方法，一般采用三角波作为载波.其原理就 是用三角波对正弦波进行采样得到阶梯波，再以阶梯波与三角波的交点时刻控制 开关 器件的通断，从而实现SPWM法.当三角波只在其顶点（或底点）位置对正弦波进行 采样时，由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个载波周期（即采 样周期）内 的位置是对称的，这种方法称为对称规则采样.当三角波既在其顶点又在底点时刻对正 弦波进行采样时，由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个载波周期（此时为 采样周期的两倍）内的位置一般并不对称，这种方法称为非对称规则采样.规则采样法是对自然采样法的改进，其主要优点就是是计算简单，便于在线实时 运算，其中非对称规则采样法因阶数多而更接近正弦.其缺点是直流电压利用率较低， 线性控制范围较小.以上两种方法均只适用于同步调制方式中.低次谐波消去法低次谐波消去法是以消去PWM波形中某些主要的低次谐波为目的的方法其原理 是对输出电压波形按傅氏级数展开，表示为u （et）=ansinn，首先确定基波分量al 的值，再令两个不同的an=0,就可以建立三个方程，联立求解得a1,a2及a3,这样就可 以消去两个频率的谐波.该方法虽然可以很好地消除所指定的低次谐波，但是，剩余未消去的较低次谐波 的幅值可能会相当大，而且同样存在计算复杂的缺点.该方法同样只适用于同步调制方 式中.梯形波与三角波比较法前面所介绍的各种方法主要是以输出波形尽量接近正弦波为目的，从而忽视了直 流电压的利用率，如SPWM法，其直流电压利用率仅为86.6%.因此，为了提高直流 电压利用率，提出了一种新的方法-梯形波与三角波比较法.该方法是采用梯形波作为 调制信号，三角波为载波，且使两波幅值相等，以两波的交点时刻 控制开关器件的通 断实现 PWM 控制.由于当梯形波幅值和三角波幅值相等时，其所含的基波分量幅值已超过了三角波 幅值，从而可以有效地提高直流电压利用率.但由于梯形波本身含有低次谐波，所以输 出波形中含有 5次，7次等低次谐波.线电压控制 PWM前面所介绍的各种PWM控制方法用于三相逆变电路时，都是对三相输出相电压 分别进行控制的，使其输出接近正弦波，但是，对于像三相异步电动机这样的三相无 中线对称负载，逆变器输出不必追求相电压接近正弦，而可着眼于使线电压趋于正弦. 因此，提出了线电压控制PWM,主要有以下两种方法.马鞍形波与三角波比较法马鞍形波与三角波比较法也就是谐波注入PWM方式（HIPWM），其原理是在正 弦波中加入一定比例的三次谐波，调制信号便呈现出马鞍形，而且幅值明显降 低，于 是在调制信号的幅值不超过载波幅值的情况下，可以使基波幅值超过三角波幅值，提 高了直流电压利用率.在三相无中线系统中，由于三次谐波电流无通路,所以三个线电 压和线电流中均不含三次谐波4.除了可以注入三次谐波以外，还可以注入其他3倍频于正弦波信号的其他波形， 这些信号都不会影响线电压.这是因为，经过PWM调制后逆变电路输出的相电压也必然包含相应的3倍 频于正弦波信号的谐波，但在合成线电压时，各相电压中的这些谐波将互相抵消，从 而使线电压仍为正弦波.单元脉宽调制法因为，三相对称线电压有Uuv+Uvw+Uwu=O的关系，所以，某一线电压任何时刻 都等于另外两个线电压负值之和.现在把一个周期等分为6个区间，每区间60，对于 某一线电压例如Uuv,半个周期两边60区间用Uuv本身表示，中间60区间用- （Uvw+Uwu）表示，当将Uvw和Uwu作同样处理时，就可以得到三相线电压波形只 有半周内两边60区间的两种波形形状，并且有正有负.把这样的电压波形作为脉宽调 制的参考信号，载波仍用三角波，并把各区间的曲线用直线近似（实践表明，这样做 引起的误差不大，完全可行），就可以得到线电压的脉冲波形，该波形是完全对称， 且规律性很强，负半周是正半周相应脉冲列的反相，因此，只要半个周期两边60区 间的脉冲列一经确定，线电压的调制脉冲波形就唯一地确定了.这个脉冲并不是开关器 件的驱动脉冲信号，但由于已知三相线电压的脉冲工作模式，就可以确定开关器件的 驱动脉冲信号了.该方法不仅能抑制较多的低次谐波，还可减小开关损耗和加宽线性控制区，同时 还能带来用微机控制的方便,但该方法只适用于异步电动机，应用范围较小.电流控制 PWM电流控制 PWM 的基本思想是把希望输出的电流波形作为指令信号，把实际的电 流波形作为反馈信号，通过两者瞬时值的比较来决定各开关器件的通断，使实际输出 随指令信号的改变而改变.其实现方案主要有以下 3 种.滞环比较法这是一种带反馈的 PWM 控制方式，即每相电流反馈回来与电流给定值经滞环比 较器，得出相应桥臂开关器件的开关状态，使得实际电流跟踪给定电流的变化.该 方法 的优点是电路简单，动态性能好，输出电压不含特定频率的谐波分量.其缺点是开关频 率不固定造成较为严重的噪音，和其他方法相比，在同一开关频率下输出 电流中所含 的谐波较多.三角波比较法该方法与SPWM法中的三角波比较方式不同，这里是把指令电流与实际输出电流 进行比较，求出偏差电流，通过放大器放大后再和三角波进行比较，产生PWM波此 时开关频率一定，因而克服了滞环比较法频率不固定的缺点.但是，这种方式电流响应 不如滞环比较法快.预测电流控制法预测电流控制是在每个调节周期开始时，根据实际电流误差，负载参数及其它负 载变量，来预测电流误差矢量趋势，因此，下一个调节周期由PWM产生的电压矢量 必将减小所预测的误差.该方法的优点是，若给调节器除误差外更多的信息，则可获得 比较快速，准确的响应.目前，这类调节器的局限性是响应速度及过程模型 系数参数的 准确性.空间电压矢量控制 PWM空间电压矢量控制PWM(SVPWM)也叫磁通正弦PWM法.它以三相波形整体生 成效果为前提，以逼近电机气隙的理想圆形旋转磁场轨迹为目的，用逆变器不同的开 关模式所产生的实际磁通去逼近基准圆磁通，由它们的比较结果决定逆变器的开关， 形成PWM波形.此法从电动机的角度出发，把逆变器和电机看作一个整体，以内切多边 形逼近圆的方式进行控制，使电机获得幅值恒定的圆形磁场(正弦磁通) .具体方法又分为磁通开环式和磁通闭环式.磁通开环法用两个非零矢量和一个零矢 量合成一个等效的电压矢量，若采样时间足够小，可合成任意电压矢量.此法输出电压 比正弦波调制时提高 15%，谐波电流有效值之和接近最小.磁通闭环式引入磁通反馈，控制磁通的大小和变化的速度.在比较估算磁通和给定磁通后，根据 误差决定产生下一个电压矢量，形成PWM波形.这种方法克服了磁通开环法的不足， 解决了电机低速时，定子电阻影响大的问题，减小了电机的脉动和噪音.但由于未引入 转矩的调 节，系统性能没有得到根本性的改善.矢量控制 PWM矢量控制也称磁场定向控制，其原理是将异步电动机在三相坐标系下的定子电流 Ia,Ib及Ic,通过三相/二相变换，等效成两相静止坐标系下的交流电流Ia1及Ibl,再 通过按转子磁场定向旋转变换，等效成同步旋转坐标系下的直流电流 Im1 及 It1(Im1 相 当于直流电动机的励磁电流；Itl相当于与转矩成正比的电枢电流)，然后模仿对直流 电动机的控制方法，实现对交流电动机的控制.其实质是将交流电动机等效为直流电动 机，分别对速度，磁场两个分量进行独立控 制.通过控制转子磁链，然后分解定子电流 而获得转矩和磁场两个分量，经坐标变换，实现正交或解耦控制.但是，由于转子磁链难以准确观测，以及矢量变换的复杂性，使得实际控制效果 往往难以达到理论分 析的效果，这是矢量控制技术在实践上的不足.此外.它必须直接 或间接地得到转子磁链在空间上的位置才能实现定子电流解耦控制，在这种矢量控制 系统中需要配 置转子位置或速度传感器，这显然给许多应用场合带来不便.直接转矩控制 PWM1985年德国鲁尔大学Depenbrock教授首先提出直接转矩控制理论(Direct Torque Control简称DTC).直接转矩控制与矢量控制不同，它不是通过控制电流，磁链等量来 间接控制转矩，而是把转矩直接作为被控量来控制，它也不需要解 耦电机模型，而是 在静止的坐标系中计算电机磁通和转矩的实际值，然后，经磁链和转矩的 Band-Band 控制产生PWM信号对逆变器的开关状态进行最佳控制，从而在很大程度上解决了上 述矢量控制的不足，能方便地实现无速度传感器化，有很快的转矩响应速度和很高的 速度及转矩控制精度，并以新颖的控制思想，简洁明了的系统结构，优良的动静态性 能得到了迅速发展.但直接转矩控制也存在缺点，如逆变器开关频率的提高有限制.非线性控制 PWM单周控制法又称积分复位控制(I ntegration Reset Control,简称IRC)，是一种 新型非线性控制技术，其基本思想是控制开关占空比，在每个周期使开关变量的平均 值与控制参考电压相等或成一定比例.该技术同时具有调制和控制的双重 性，通过复位 开关，积分器，触发电路，比较器达到跟踪指令信号的目的.单周控制器由控制器，比 较器，积分器及时钟组成，其中控制器可以是RS触发器，其控制原理如图1所示.图 中K可以是任何物理开关，也可是其它可转化为开关变量形式的抽象信号.单周控制在控制电路中不需要误差综合，它能在一个周期内自动消除稳态，瞬态 误差，使前一周期的 误差不会带到下一周期.虽然硬件电路较复杂，但其克服了传统的 PWM 控制方法的不足，适用于各种脉宽调制软开关逆变器，具有反应快，开关频率恒 定，鲁棒性 强等优点，此外，单周控制还能优化系统响应，减小畸变和抑制电源干扰 是一种很有前途的控制方法.谐振软开关 PWM传统的 PWM 逆变电路中，电力电子开关器件硬开关的工作方式，大的开关电压 电流应力以及高的du/dt和di/dt限制了开关器件工作频率的提高，而高频化是电力电 子主要发展趋势之一，它能使变换器体积减小，重量减轻，成本下降，性能提高,特别 当开关频率在18kHz以上时，噪声将已超过人类听觉范围，使无噪声传动系统成为可 能.谐振软开关PWM的基本思想是在常规PWM变换器拓扑的基础上，附加一个谐 振网络，谐振网络一 般由谐振电感，谐振电容和功率开关组成.开关转换时，谐振网络 工作使电力电子器件在开关点上实现软开关过程，谐振过程极短，基本不影响 PWM 技术的实现从而既保持了 PWM技术的特点，又实现了软开关技术但由于谐振网络在 电路中的存在必然会产生谐振损耗，并使电路受固有问题的影响，从而限制了该方法 的应 用。编辑本段脉冲宽度调制相关应用领域PWM 控制技术主要应用在电力电子技术行业，具体讲，包括风力发电、电机调速、 直流供电等领域，由于其四象限变流的特点，可以反馈再生制动的能量，对于目前国 家提出的节能减排具有积极意义。编辑本段具体应用简介脉宽调制PWM是开关型稳压电源中的术语。这是按稳压的控制方式分类的，除 了 PWM型，还有PFM型和PWM、PFM混合型。脉宽宽度调制式（PWM）开关型稳 压电路是在控制电路输出频率不变的情况下，通过电压反馈调整其占空比，从而达到 稳定输出电压的目的。PWM软件法控制充电电流该方法的基本思想就是利用单片机具有的PWM端口，在不改变PWM方波周期 的前提下，通过软件的方法调整单片机的PWM控制寄存器来调整PWM的占空比， 从而控制充电电流。该方法所要求的单片机必须具有ADC端口和PWM端口这两个必 须条件，另外ADC的位数尽量高，单片机的工作速度尽量快。在调整充电电流前， 单片机先快速读取充电电流的大小，然后把设定的充电电流与实际读取到的充电电流 进行比较，若实际电流偏小则向增加充电电流的方向调整PWM的占空比；若实际电 流偏大则向减小充电电流的方向调整PWM的占空比。在软件PWM的调整过程中要 注意ADC的读数偏差和电源工作电压等引入的纹波干扰，合理采用算术平均法等数 字滤波技术。PWM在推力调制中的应用1962 年, Nicklas等提出了脉冲调制理论，指出利用喷气脉冲对航天器控制是简单 有效的控制方案，同时能使时间或能量达到最优控制。脉宽调制发动机控制方式是在每一个脉动周期内，通过改变阀门在开或关位置上 停留的时间来改变流经阀门的气体流量，从而改变总的推力效果，对于质量流率不变 的系统，可以通过脉宽调制技术来获得变推力的效果。脉宽调制通常有两种方法15:第一种为整体脉宽调制，对控制对象进行控制器 设计，并根据控制要求的作用力大小，对整个系统模型进行动态的数学解算变换，得 出固定力输出应该持续作用的时间和开始作用时间；第二种为脉宽调制器，不考虑控 制对象模型，而是根据输入进行“动态衰减”性的累加，然后经过某种算法变换后，决 定输出所持续的时间。这种方式非常简单，也能达到输出作用近似相同。脉宽调制控制技术结构简单、易于实现、技术比较成熟，俄罗斯已经将其成功地 应用于远程火箭的角度稳定系统控制中。但是当调制量为零时，正反向的控制作用相 互抵消，控制效率明显比变流率系统低。而且系统响应有一定的滞后，其开关的频率 必须远大于 KKV 本身的固有频率，否则不但起不到调制效果，甚至会发生灾难性后 果。在 LED 中的应用在LED控制中PWM作用于电源部分，脉宽调制的脉冲频率通常大于100Hz，人 眼就不会感到闪烁。IGBT求助编辑百科名片IGBTIGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor）,绝缘栅双极型晶体管，是由BJT（双极型三极管） 和MOS（绝缘栅型场效应管）组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件,兼有 MOSFET的高输入阻抗和GTR的低导通压降两方面的优点。GTR饱和压降低，载流 密度大，但驱动电流较大;MOSFET驱动功率很小，开关速度快，但导通压降大，载流 密度小。IGBT综合了以上两种器件的优点，驱动功率小而饱和压降低。非常适合应用 于直流电压为600V及以上的变流系统如交流电机、变频器、开关电源、照明电路、 牵引传动等领域。展开编辑本段结构左边所示为一个N沟道增强型绝缘栅双极晶体管结构,N+区称为源区，附于其上的电极 称为源极。P+区称为漏区。器件的控制区为栅区，附于其上的电极称为栅极。沟道在紧靠栅 区边界形成。在漏、源之间的P型区（包括P+和P 一区）（沟道在该区域形成），称为亚沟 道区（Subchannel region ）。而在漏区另一侧的P+区称为漏注入区（Drain injector ），它是IGBT特有的功能区，与漏区和亚沟道区一起形成PNP双极晶体管，起发射极的作用，向漏极 注入空穴，进行导电调制，以降低器件的通态电压。附于漏注入区上的电极称为漏极。IGBT的开关作用是通过加正向栅极电压形成沟道，给PNP(原来为NPN)晶体管提供基极电 流，使IGBT导通。反之，加反向门极电压消除沟道，切断基极电流，使IGBT关断。IGBT的 驱动方法和MOSFET基本相同，只需控制输入极N 沟道MOSFET，所以具有高输入阻抗特性。 当MOSFET的沟道形成后，从P+基极注入到N 层的空穴(少子)，对N 层进行电导调制, 减小N 一层的电阻，使IGBT在高电压时，也具有低的通态电压。三菱制大功率IGBT模块编辑本段工作特性静态特性IGBT的静态特性主要有伏安特性、转移特性和开关特性。IGBT的伏安特性是指以栅源电压Ugs为参变量时，漏极电流与栅极电压之间的关系曲线 输出漏极电流比受栅源电压Ugs的控制，Ugs越高，Id越大。它与GTR的输出特性相似.也 可分为饱和区1、放大区2和击穿特性3部分。在截止状态下的IGBT，正向电压由J2结承担, 反向电压由J1结承担。如果无N+缓冲区，则正反向阻断电压可以做到同样水平，加入N+缓 冲区后，反向关断电压只能达到几十伏水平，因此限制了 IGBT的某些应用范围。IGBT的转移特性是指输出漏极电流Id与栅源电压Ugs之间的关系曲线。它与MOSFET的 转移特性相同，当栅源电压小于开启电压Ugs(th)时，IGBT处于关断状态。在IGBT导通后的大 部分漏极电流范围内，Id与Ugs呈线性关系。最高栅源电压受最大漏极电流限制，其最佳值 一般取为 15V 左右。IGBT的开关特性是指漏极电流与漏源电压之间的关系。IGBT处于导通态时，由于它的 PNP晶体管为宽基区晶体管，所以其B值极低。尽管等效电路为达林顿结构，但流过MOSFET 的电流成为IGBT总电流的主要部分。此时，通态电压Uds(on)可用下式表示Uds(on) = Uj1 + Udr + IdRoh式中Uj1JI结的正向电压，其值为0.71V ； Udr扩展电阻Rdr上的压降；Roh 沟道电阻。通态电流Ids可用下式表示:Ids=(1+Bpnp)Imos式中Imos 一流过MOSFET的电流。由于N+区存在电导调制效应，所以IGBT的通态压降小，耐压1000V的IGBT通态压降为 23V。IGBT处于断态时，只有很小的泄漏电流存在。动态特性IGBT在开通过程中，大部分时间是作为MOSFET来运行的，只是在漏源电压Uds下降过 程后期，PNP晶体管由放大区至饱和，又增加了一段延迟时间。td(on)为开通延迟时间，tri 为电流上升时间。实际应用中常给出的漏极电流开通时间ton即为td (on) tri之和。漏源电压 的下降时间由tfe1和tfe2组成。IGBT的触发和关断要求给其栅极和基极之间加上正向电压和负向电压，栅极电压可由不 同的驱动电路产生。当选择这些驱动电路时，必须基于以下的参数来进行：器件关断偏置的要 求、栅极电荷的要求、耐固性要求和电源的情况。因为IGBT栅极-发射极阻抗大，故可使用 MOSFET驱动技术进行触发，不过由于IGBT的输入电容较MOSFET为大，故IGBT的关断偏压 应该比许多MOSFET驱动电路提供的偏压更高。IGBT在关断过程中，漏极电流的波形变为两段。因为MOSFET关断后，PNP晶体管的存 储电荷难以迅速消除，造成漏极电流较长的尾部时间，td(off)为关断延迟时间，trv为电压 Uds(f)的上升时间。实际应用中常常给出的漏极电流的下降时间Tf由图中的t(f1)和t(f2)两段组 成，而漏极电流的关断时间t(off)=td(off)+trv 十 t(f)式中，td(off)与trv之和又称为存储时间。IGBT的开关速度低于MOSFET，但明显高于GTR。IGBT在关断时不需要负栅压来减少关断 时间，但关断时间随栅极和发射极并联电阻的增加而增加。IGBT的开启电压约34V，和 MOSFET相当。IGBT导通时的饱和压降比MOSFET低而和GTR接近，饱和压降随栅极电压的增 加而降低。正式商用的IGBT器件的电压和电流容量还很有限，远远不能满足电力电子应用技术发展 的需求；高压领域的许多应用中，要求器件的电压等级达到10KV以上，目前只能通过IGBT 高压串联等技术来实现高压应用。国外的一些厂家如瑞士 ABB公司采用软穿通原则研制出了 8KV的IGBT器件，德国的EUPEC生产的6500V/600A高压大功率IGBT器件已经获得实际应用, 日本东芝也已涉足该领域。与此同时，各大半导体生产厂商不断开发IGBT的高耐压、大电流、 高速、低饱和压降、高可靠性、低成本技术，主要采用1um以下制作工艺，研制开发取得一 些新进展。IGBT原理方法IGBT是强电流、高压应用和快速终端设备用垂直功率MOSFET的自然进化。由于实现一 个较高的击穿电压BVDSS需要一个源漏通道，而这个通道却具有很高的电阻率，因而造成功 率MOSFET具有RDS（on）数值高的特征，IGBT消除了现有功率MOSFET的这些主要缺点。虽然 最新一代功率MOSFET器件大幅度改进了 RDS（on）特性，但是在高电平时，功率导通损耗仍然 要比IGBT技术高出很多。较低的压降，转换成一个低VCE（sat）的能力，以及IGBT的结构，同 一个标准双极器件相比，可支持更高电流密度，并简化IGBT驱动器的原理图。编辑本段IGBT导通IGBT硅片的结构与功率MOSFET的结构十分相似，主要差异是IGBT增加了 P+基片和一 个N+缓冲层（NPT-非穿通-IGBT技术没有增加这个部分）。如等效电路图所示（图1）,其中一个 MOSFET驱动两个双极器件。基片的应用在管体的P+和N+区之间创建了一个J1结。当正栅 偏压使栅极下面反演P基区时，一个N沟道形成，同时出现一个电子流，并完全按照功率 MOSFET的方式产生一股电流。如果这个电子流产生的电压在0.7V范围内，那么，J1将处于 正向偏压，一些空穴注入N-区内，并调整阴阳极之间的电阻率，这种方式降低了功率导通的 总损耗，并启动了第二个电荷流。最后的结果是，在半导体层次内临时出现两种不同的电流拓 扑：一个电子流（MOSFET电流）；空穴电流（双极）。编辑本段IGBT关断当在栅极施加一个负偏压或栅压低于门限值时，沟道被禁止，没有空穴注入N-区内。在 任何情况下，如果MOSFET电流在开关阶段迅速下降，集电极电流则逐渐降低，这是因为换 向开始后，在N层内还存在少数的载流子（少子）。这种残余电流值（尾流）的降低，完全取决于 关断时电荷的密度，而密度又与几种因素有关，如掺杂质的数量和拓扑，层次厚度和温度。 少子的衰减使集电极电流具有特征尾流波形，集电极电流引起以下问题：功耗升高；交叉导通 问题，特别是在使用续 流二极管的设备上，问题更加明显。鉴于尾流与少子的重组有关，尾流的电流值应与芯片的温度、IC和VCE密切相关的空穴 移动性有密切的关系。因此，根据所达到的温度，降低这种作用在终端设备设计上的电流的不 理想效应是可行的。编辑本段IGBT阻断与闩锁当集电极被施加一个反向电压时，J1就会受到反向偏压控制，耗尽层则会向N-区扩展。 因过多地降低这个层面的厚度，将无法取得一个有效的阻断能力，所以，这个机制十分重要。 另一方面，如果过 大地增加这个区域尺寸，就会连续地提高压降。 第二点清楚地说明了 NPT 器件的压降比等效（IC和速度相同）PT器件的压降高的原因。当栅极和发射极短接并在集电极端子施加一个正电压时， P/N J3 结受反向电压控制。此时 仍然是由 N 漂移区中的耗尽层承受外部施加的电压。IGBT在集电极与发射极之间有一个寄生PNPN晶闸管，如图1所示。在特殊条件下，这种 寄生器件会导通。这种现象会使集电极与发射极之间的电流量增加，对等效MOSFET的控制 能力降低，通常还会引起器件击穿问题。晶闸管导通现象被称为IGBT闩锁，具体地说，这种 缺陷的原因互不相同，与器件的状态有密切关系。通常情况下，静态和动态闩锁有如下主要区 别：当晶闸管全部导通时，静态闩锁出现。 只在关断时才会出现动态闩锁。这一特殊现象严 重地限制了安全操作区。为防止寄生NPN和PNP晶体管的有害现象，有必要采取以下措施： 防止 NPN 部分接通，分别改变布局和掺杂级别。 降低 NPN 和 PNP 晶体管的总电流增益。 此 外，闩锁电流对PNP和NPN器件的电流增益有一定的影响，因此，它与结温的关系也非常密 切；在结温和增益提高的情况下， P 基区的电阻率会升高，破坏了 整体特性。因此，器件制造 商必须注意将集电极最大电流值与闩锁电流之间保持一定的比例，通常比例为1： 5。编辑本段发展历史1979年，MOS栅功率开关器件作为IGBT概念的先驱即已被介绍到世间。这种器件表现为 一个类晶闸管的结构（P-N-P-N四层组成），其特点是通过强碱湿法刻蚀工艺形成了 V形槽栅。80年代初期，用于功率MOSFET制造技术的DMOS （双扩散形成的金属-氧化物-半导体） 工艺被采用到IGBT中来。2在那个时候，硅芯片的结构是一种较厚的NPT （非穿通）型设计。 后来，通过采用PT （穿通）型结构的方法得到了在参数折衷方面的一个显著改进，这是随着 硅片上外延的技术进步，以及采用对应给定阻断电压所设计的n+缓冲层而进展的3。几年当 中，这种在采用PT设计的外延片上制备的DMOS平面栅结构，其设计规则从5微米先进到3 微米。90年代中期，沟槽栅结构又返回到一种新概念的IGBT，它是采用从大规模集成（LSI）工 艺借鉴来的硅干法刻蚀技术实现的新刻蚀工艺，但仍然是穿通（PT）型芯片结构。4在这种 沟槽结构中，实现了在通态电压和关断时间之间折衷的更重要的改进。硅芯片的重直结构也得到了急剧的转变，先是采用非穿通（NPT）结构，继而变化成弱穿 通（LPT）结构，这就使安全工作区（SOA）得到同表面栅结构演变类似的改善。这次从穿通（PT）型技术先进到非穿通（NPT）型技术，是最基本的，也是很重大的概念 变化。这就是：穿通（PT）技术会有比较高的载流子注入系数，而由于它要求对少数载流子寿 命进行控制致使其输运效率变坏。另一方面，非穿通（NPT）技术则是基于不对少子寿命进行 杀伤而有很好的输运效率，不过其载流子注入系数却比较低。进而言之，非穿通（NPT）技术 又被软穿通（LPT）技术所代替，它类似于某些人所谓的软穿通”（SPT）或电场截止”（FS 型技术，这使得“成本性能”的 综合效果得到进一步改善。1996年，CSTBT （载流子储存的沟槽栅双极晶体管）使第5代IGBT模块得以实现6，它 采用了弱穿通（LPT）芯片结构，又采用了更先进的宽元胞间距的设计。目前，包括一种“反向 阻断型”（逆阻型）功能或一种“反向导通型”（逆导型）功能的IGBT器件的新概念正在进行研 究，以求得进一步优化。IGBT功率模块采用IC驱动，各种驱动保护电路，高性能IGBT芯片，新型封装技术，从复 合功率模块PIM发展到智能功率模块IPM、电力电子积木PEBB、电力模块IPEMo PIM向高压大电流发展，其产品水平为12001800A/18003300V，IPM除用于变频调速外，600A/2000V 的IPM已用于电力机车VVVF逆变器。平面低电感封装技术是大电流IGBT模块为有源器件的 PEBB，用于舰艇上的导弹发射装置。IPEM采用共烧瓷片多芯片模块技术组装PEBB，大大降低 电路接线电感，提高系统效率，现已开发成功第二代IPEM，其中所有的无源元件以埋层方式 掩埋在衬底中。智能化、模块化成为IGBT发展热点。现在，大电流高电压的IGBT已模块化,它的驱动电路除上面介绍的由分立元件构成之外，现 在已制造出集成化的IGBT专用驱动电路其性能更好，整机的可靠性更高及体积更小。编辑本段输出特性与转移特性IGBT与MOSFET的对比：MOSFET全称功率场效应晶体管。它的三个极分别是源极(S)、漏极(D)和栅极(G)。主要优点：热稳定性好、安全工作区大。缺点：击穿电压低，工作电流小。IGBT全称绝缘栅双极晶体管，是MOSFET和GTR(功率晶管)相结合的产物。它的三个极分 别是集电极(C)、发射极(E)和栅极。特点：击穿电压可达1200V,集电极最大饱和电流已超过1500A。由IGBT作为逆变器件 的变频器的容量达250kVA以上，工作频率可达20kHz。编辑本段 IGBT 检测IGBT判断极性首先将万用表拨在RxlKQ挡，用万用表测量时，若某一极与其它两极阻值为无穷大，调 换表笔后该极与其它两极的阻值仍为无穷大，则判断此极为栅极(G )其余两极再用万用表测量, 若测得阻值为无穷大，调换表笔后测量阻值较小。在测量阻值较小的一次中，则判断红表笔接 的为集电极(C);黑表笔接的为发射极(E)。IGBT判断好坏将万用表拨在Rx10KQ挡，用黑表笔接IGBT的集电极(C)，红表笔接IGBT的发射极(E)，此 时万用表的指针在零位。用手指同时触及一下栅极(G)和集电极(C)，这时IGBT被触发导通，万 用表的指针摆向阻值较小的方向，并能站住指示在某一位置。然后再用手指同时触及一下栅极 (G)和发射极(E)，这时IGBT被阻断，万用表的指针回零。此时即可判断IGBT是好的。IGBT检测注意事项任何指针式万用表皆可用于检测IGBT。注意判断IGBT好坏时，一定要将万用 表拨在 Rx10KQ挡，因RxlKQ挡以下各档万用表内部电池电压太低，检测好坏时不能使IGBT导通， 而无法判断IGBT的好坏。此方法同样也可以用于检测功率场效应晶体管(P-MOSFET)的好坏。变频器、软起动器、PLC、人机界面、低压电器、电气自动化工程、恒压供水设备、音乐喷泉 控制系统、变频器维修等。编辑本段模块简介IGBT 是 Insulated Gate Bipolar Transistor（绝缘栅双极型晶体管）的缩写,IGBT 是由 MOSFET 和双极型晶体管复合而成的一种器件，其输入极为MOSFET，输出极为PNP晶体管，它融和了 这两种器件的优点，既具有MOSFET器件驱动功率小和开关速度快的优点，又具有双极型器件 饱和压降低而容量大的优点，其频率特性介于MOSFET与功率晶体管之间，可正常工作于几十 kHz频率范围内，在现代电力电子技术中得到了越来越广泛的应用，在较高频率的大、中功率 应用中占据了主导地位。若在IGBT的栅极和发射极之间加上驱动正电压，则MOSFET导通，这样PNP晶体管的集 电极与基极之间成低阻状态而使得晶体管导通；若IGBT的栅极和发射极之间电压为0V，则 MOS截止，切断PNP晶体管基极电流的供给，使得晶体管截止。IGBT与MOSFET 一样也是电 压控制型器件，在它的栅极一发射极间施加十几V的直流电压，只有在uA级的漏电流流过， 基本上不消耗功率。编辑本段等效电路IGBT模块的选择IGBT模块的电压规格与所使用装置的输入电源即试电电源电压紧密相关。其相互关系见 下表。使用中当IGBT模块集电极电流增大时，所产生的额定损耗亦变大。同时，开关损耗增 大，使原件发热加剧，因此，选用IGBT模块时额定电流应大于负载电流。特别是用作高频开 关时，由于开关损耗增大，发热加剧，选用时应该降等使用。使用中的注意事项由于IGBT模块为MOSFET结构，IGBT的栅极通过一层氧化膜与发射极实现电隔离。由于 此氧化膜很薄，其击穿电压一般达到2030V。因此因静电而导致栅极击穿是IGBT失效的常 见原因之一。因此使用中要注意以下几点：在使用模块时，尽量不要用手触摸驱动端子部分，当必须要触摸模块端子时，要先将人体 或衣服上的 静电用大电阻接地进行放电后，再触摸； 在用导电材料连接模块驱动端子时，在 配线未接好之前请先不要接上模块； 尽量在底板良好接地的情况下操作。 在应用中有时虽然 保证了栅极驱动电压没有超过栅极最大额定电压，但栅极连线的寄生电感和栅极与集电极间的 电容耦合，也会产生使氧化层损坏的振荡电压。为此，通常采用双绞线来传送驱动信号，以减 少寄生电感。在栅极连线中串联小电阻也可以抑制振荡电压。此外，在栅极发射极间开路时，若在集电极与发射极间加上电压，则随着集电极电位的 变化，由于集电极有漏电流流过，栅极电位升高，集电极则有电流流过。这时，如果集电极与 发射极间存在高电压，则有可能使IGBT发热及至损坏。在使用IGBT的场合，当栅极回路不正常或栅极回路损坏时（栅极处于开路状态），若在主 回路上加上电压，则IGBT就会损坏，为防止此类故障，应在栅极与发射极之间串接一只10KQ 左右的电阻。在安装或更换IGBT模块时，应十分重视IGBT模块与散热片的接触面状态和拧紧程度。为 了减少接触热阻，最好在散热器与IGBT模块间涂抹导热硅脂。一般散热片底部安装有散热风 扇，当散热风扇损坏中散热片散热不良时将导致IGBT模块发热，而发生故障。因此对散热风 扇应定期进行检查，一般在散热片上靠近IGBT模块的地方安装有温度感应器，当温度过高时 将报警或停止IGBT模块工作。保管时的注意事项一般保存IGBT模块的场所，应保持常温常湿状态，不应偏离太大。常温的规定为5 35C，常湿的规定在4575%左右。在冬天特别干燥的地区，需用加湿机加湿;尽量远离有腐 蚀性气体或灰尘较多的场合；在温度发生急剧变化的场所IGBT模块表面可能有结露水的现象, 因此IGBT模块应放在温度变化较小的地方；保管时，须注意不要在IGBT模块上堆放重物； 装IGBT模块的容器，应选用不带静电的容器。IGBT模块由于具有多种优良的特性，使它得到了快速的发展和普及，已应用到电力电子 的各方各面。因此熟悉IGBT模块性能，了解选择及使用时的注意事项对实际中的应用是十分 必要的。