小功率电源中最流行的PSR控制原理

小功率电源中最流行的PSR控制原理简介：近两年由于PSR线路简单，成本低，所以在充电器，LED驱动应用方面相当流行，模拟方式（部分厂家是带数字控制的，如IWATT，本贴只针对较流行的DCM模式的模拟方.关键字： PSR 控制原理近两年由于PSR线路简单，成本低，所以在充电器，LED驱动应用方面相当流行，模拟方 式（部分厂家是带数字控制的，如IWATT，本贴只针对较流行的DCM模式的模拟方式的） 实现的 PSR 工作原理是大同小异的，只是有些参数定义不一定！但有些厂家只是给出计算公式，但对恒流方面，没有真正详细的讲解！在此我会和广大网友分享我对此的理解。FSE71317先谈谈CV操作模式，现在大部分芯片都是直接取样辅助线圈上电压，由于漏感的原因，在 MOS 关断后，也就是次级二极管导通瞬间，会产生一个尖峰，影响电压采样，为了避开 个这个尖峰，大部分厂家都是采用延时采机，也就是在 MOS 管关断一段时间后再来采样线 圈电压。从而避开漏感尖峰。PI是在高压开关关断2.5 “s采样。这种采样方式其实在以 前很多芯片上的过压保护上也都有应用，比如OB2203和UCC28600, NCP1377上都有 这样的应用，所以可以得到较高精度的过压保护。还有些厂家是在下取样电阻上并一个小容量的电容来实现。同时建义大家吸收电路使用恢复时间约只有2us的IN4007再串一个百欧左右的电阻作吸收。可以减小漏感产生的振铃， 从而减小取样误差。得到较高采样精度。次级圈数固定，辅助绕组固定，取样精度高。比较 器内部精度也高，自然可以得到较高的输出电压精度。SAMPLING HEREFigure 24, A Voltage Sample is Taken 4.5 After the Turn-Off Sequence6 4 2先写个变压器的基本公式。Np*Ipk=Ns*Ipks （变压器次级只有一个绕组Ns） ,Np,Ipk,Ns,Ipks分别是初级圈数，初级峰值电流，次级圈数，次级峰值电流.当工作在DCM模式时，输出电流是次级电流(如图的三角形)在一个工作周期的平均值，所以 Io=(Td/T)*Ipsk/2, 其中 T 为工作周期。Np*Ipk=Ns*Ipks所以 Ipks=Np*Ipk /Ns,将 Ipks=Np*Ipk /Ns 代入 Io=(Td/T)*Ipsk/2 ，得到 Io=(Td/T)* (Np*Ipk /Ns) /2。可以看出Np,Ns为常数，只要固定Ipk,和 Td/T就可以得到固定的电流输出。市面上很多IC固定Ipk的方式是限制初级MOS取样电阻上的峰值电压，同时为了避免寄生电容在导通时产生的电流尖峰，会加入一段消隐时间。Td/T是由IC内部固定的。OB的是0.5 (他是给出TD同频率的关系)，BYD的1508是直接给来的 0.42。仙童的没有直接给出 1317没直接给出这个值，而是给出了一个计算初级电流的公式。也是间接告诉了 Td/T 。CC时，在不同输出电压情况下，工作在PFM模式以保证固定的Td/T而实现稳定的输出电 流。这就是实现恒流的基本原理，输出电压变化时能保证电流不变。只要保证IC Td/T的 精度，以及初级峰值电流的限流精度就可以得到较高的输出电流精度。这两部分基本上取决 于IC。取样电阻保证1%是没有问题的。Io=(Td/T)*(Np*Ipk /Ns)/2。可以看出Np,Ns为常数，只要固定Ipk,和Td/T就可以得到固定的电流输出。CC 时，负载电压变化会引起频率的变化，电压高时频率，低时频率也降低。从而保证稳定 的输出电流。后面会分析一下，关于PSR如何补偿电感量变化，以及合理的电感量选择。电容端变化是有个过程的。在CC模式时，当负载变小的，输出电压下降，Td和T会同时 增大，但比例不变。因为Ipk*ton是不变的。因为Vin和L是不变的。根据伏秒变衡。 Vin*Ton=N*Vo*Td,Vin 和 Ton 是不变的， N 为常数，所以输出负载的变化会引起输出电 压的变化，输出电压的变化会引起Td的变化，而Td/T是被IC固定的。所以最终是频率 的变化。再讲讲PSR对电感量补偿的原理。看过PI LN60X实验视频的朋友可以看到他们的PSR 对电感量有补偿。当电感量低出设计正常值时，达到同样的峰值电流需要的时间就短了，At=L*M/V4I在 DCM模式时等于峰值电流，而峰值电流是固定的。V就是Vin,为常数。所以L低会造成At 下降，也就是Ton下降。根据伏秒平衡，Ton*Ipk*Np=Td*Ipks*Ns。Np,Ns为常数， Ton的下降同样也造成Td下降。由于Td比上周期T为固定值，Td下降造成T变小，所 以频率就升高了。但是由于有最高频率的限制。所以设计时要注意在最重负载时，频率不能 工作在最高频率，这样电感量的变化将得不到补偿。应适当低于最高工作频率。电感量高出 正常值时，结果当然是相反的。Io=(Td/T)* (Np*Ipk /Ns) /2。只要Ipk,Td/T不变， 输出电流也就不变。所以电感量变化引起的是频率的变化。从公式P=1/2*I*I*L*f也可以 看出。I固定，输出功率不变，L的变化引起的是频率f的变化。但一定要注意最高工作频 率限制。电源参数(7*1W LED驱动)：输入AC 90-264V 输出：25.8V 0.3A从IC资料上可以看出Td/T=0.5, CS脚限制电压Vth_oc为0.91V, FB基准为2V,占空比D取0.45, Vin取90V，整流管VF取0.9，最高开关频率取50KHZ变压器用EE16, AE=19.3mm2，VCC供电绕组电压取22V (考虑到不同串数LED的兼容性VCC绕组电压取得较高，但通常根据经验，取芯片最大值减去2v)1、计算次级峰值电流 Ipks：Io=(Td/T)*Ipsk/2Ipks=Io*2/(Td/T)=0.3*2/0.5=1.2A2、计算反射电压Vo r：根据伏秒平衡Vin*Ton=Vor*TdVin*Ton/T=Vor*Td/TVin*D=Vor*Td/T90*0.45=Vor*0.5Vor=81V3、计算匝比NVor=(Vo+Vf)*NN=81/(25.8+0.9)=3.034、计算初级峰值电流(考虑到初级电流一部分在转换时的损耗，如吸收中的一部分损耗磁芯损耗，输出电容损耗，次级铜损)初级电流损耗取输出电流的7%Ipk=Ipks*(1+7%)/N=1.2*(1+7%)/3.03=0.4245、计算初级电感量Vin/L=AI/At DCM 模式时 AI 等于 Ipkvin/L=Ipk/(D/f)L=vin*D/f/Ipk=90*0.45/50K/0.424=1.91mH6、计算初级圈数Np,Ns(B取03mT)NP=L *I/(AE *B) = 1.91*0.424/(19.3*0.3)*10人3 = 140TSNS = NP/N = 140/3=46.6TS 取 47TS 时反算 47*3.03 = 142TSNA=NS*VA/(Vo+VF)=47*22/(25.8+0.9)=39TS7、电压取样电阻当供电绕组电压取22V时，FB基准为2V，上下取样电阻正好为10比1,取6.8K和 68K8、电流检测电阻 RcsRcs=Vth_oc/Ipk=0.91/0.424=2.15 用 2.7 并 11 欧电阻9、二极管反压=Vin_max/N+Vo=264*1.41/3.03+25.8 = 149V 取耐压 200V 的 SF1410、MOS 耐压及漏感尖峰取 Vlk75V=Vin_max+Vor+Vlk=373+81+75=529V 考虑到功耗选用2 N 6 0。（电源网原创转载请注明出处）