谐振电感箝位的移相全桥变流器

谐振电感箝位的移相全桥变流器本文提出了一种新型的电感箝位型移相全桥软开关拓扑。该电路利用二极管 和电感的第二绕组，将电感电压箝位，以此为输出二极管在反向恢复时提供了一 个能量释放的通道，避免了输出二极管关断时产生的尖峰和振荡，减少了二极管 损耗，提高了电路的性能和可靠性。所提出的拓扑适合通信电源和工业电源等较 大功率的DC/DC开关电源。实验结果验证了其有效性。标签：移相全桥电路、电感钳位、反向恢复1引言定稿日期：2014-05-20传统的移相全桥电路是一种十分优秀的DC-DC变换器，如图1所示，利用 辅助电感（或变压器漏感）能量来实现开关管的零电压开关，减小了开关管的开 关损耗。它具有电路和控制简单、开关管容易实现软开关、电路效率高、 EMI 小等优点，被誉为最佳的 DC-DC 变换器之一。为扩大软开关范围，通常需要外 加辅助电感以提高电感储能，由此在副边二极管反向恢复过程中，二极管会产生 较大的电压尖峰和振荡，增大了二极管开关损耗，使电路的 EMI 变差。如果提 高二极管耐压， 二极管的反向恢复时间更长，会使电路的性能更差。为克服上述问题众多学者也提出了一些解决办法，如采用软恢复的输出二极 管、采用 RC 吸收等等1-6。 Richard Redl 等在变压器和电感之间增加两个箝位 二极管，使输出二极管在反向恢复期间电感中的多余能量释放到输入电源中，使 输出二极管的尖峰电压箝位7。 In-Dong Kim 等采用四个箝位二极管和一个箝位 绕组，使原边的变压器电压被箝位在一定比例的输入电压，其比例关系可以通过 箝位绕组的匝数来调节8。2 原理与设计为了解决上述问题，本文提出一种新型谐振电感箝位的移相全桥电路，如图 2 所示，它采用谐振电感的箝位绕组来实现谐振电感的电压箝位，在保留原有软 开关特性的同时，解决了反向二极管恢复带来的问题。下面简要分析下電路的工 作模式。模式 1：t0 时刻，能量反馈结束（图 3）超前桥臂中Q1导通，滞后桥臂中Q4导通，其体二极管靠谐振电感的能量 续流，电感能量回馈给输入电源，原边电流线性下降；输出二极管 DR1， DR2 续流，变压器被短路，输出电流线性下降。一般输出纹波较小，为分析简单起见， 可以认为输出电感电流为恒定 Io。 t0 时刻，原边电流下降到零，因此称作能量 反馈结束时刻。模式2： tO-tl，电流线性上升阶段（图4）tO时刻原边电流过零后反向，电流从电源通过Q1、谐振电感、变压器到Q4 后回到输入电源负端。电感电压为输入电压，原边电流线性上升。副边二极管 DR1，DR2继续导通，变压器被短路。tl时刻I达到Io/n。n为变压器的匝比。 由于谐振电感绕组与箝位绕组匝比k1因此D6不会导通。模式3： t1-t2，输出二极管反向恢复阶段由于输出二极管存在反向恢复特性，DR2不能马上关断，因此变压器继续 被短 图 4 模式 2Fig.4 Mode 2路，电感电压为输入电压，原边谐振电感和 DR1 的电流继续线性上升， DR2 有一个线性上升的反向电流。反向恢复电流的上升斜率受制于谐振电感量Lr，Lr 越大，输出反向电流越小，但导致反向恢复时的二极管较高的尖峰电压，同时 Lr的选取也受制于电路的输出特性要求。因此Lr只能在一定的范围内选择。采 取了箝位电路后，其参数选取主要受主电路输出特性的要求，比如开关占空比的 损失、软开关工作范围等。二极管反向恢复期间，需要关断的输出二极管还短暂导通，这样两个输出二 极管均继续导通，因此模式3的等效电路与模式2的等效电路一样。此时箝位电 路不起作用，只使谐振电感存储更多的能量，在二极管反向恢复结束后，副边二 极管只有一个导通，工作状态发生变化，此时，谐振电感多余的电流（能量）只 能通过寄生的电容和箝位电路释放掉，并且首先是与寄生参数谐振，条件满足时 箝位绕组才真正起作用，随后的过程在模式4和5有详细叙述。模式4： t2-t3，谐振阶段（图5） 由于寄生电容的存在，原边电流需要向变压器的寄生电容充电，副边电流向DR2 的反向结电容和 RC 吸收电路充电，因此谐振电感与等效的电容寄生参数 Cs谐振。模式 5： t3-t4 箝位阶段（图 6）t3 时刻箝位二极管 D5 导通，此时变压器和寄生电容的电压被箝位在 Vin， 谐振电感多余的能量通过D5和Q1回路释放。为了加快多余能量的释放，在此 增加了电阻Rc。在t4时刻，谐振电感多余能量释放完毕，D5的电流降至零， D5零电流关断（DCM）。为使D5在Q1关断前的电流降至零，可以通过调整比 例系数k和电阻值来保证。模式6： t4-t5，功率输出阶段（图7）此时电路的过渡过程结束，进入功率输出阶段，变压器两端电压为Vin,向 副边提供能量。模式7： t5-t6，谐振阶段1 （图8）t5时刻，Q1管关断，此时C1充电，C2放电，直至Q2的体二极管D2导通。 此时谐振电感承受反压，电感电流减小。由于变压器电流受输出电感箝位，因此 寄生电容Cs向变压器放电，寄生电容电压下降。此时C1、C2、Cs和Lr均参与 谐振。在t6时亥【，Q2的体二极管导通，谐振电感电压V=-Vcs。模式8： t6-t7，谐振阶段2 （图9）t6时刻Q2的体二极管导通，C1C2退出谐振。此阶段Q2可以零电压开通， Lr Cs继续谐振，Lr的电流继续减小，Cs的电压下降，但还未到零，因此变压器 承受正向电压Vcs， DR1继续导通，其电流为Io/n。本阶段到t7时亥【，Vcs的 电压降至零为止。模式9： t7-t8，箝位阶段（图10） t7時刻，变压器电压为零，输出二极管 DR2开始导通，变压器被短路。输出二极管DR2的电流线性上升，DR1的电流 线性下降。变压器原边的电流也线性下降，但在t7时刻，变压器电流Ip=Io/n, 大于谐振电感电流，因此箝位二极管D6导通。在t8时刻，变压器原边电流下降 到I，此时箝位绕组电流补充谐振电感的电流也降至零。模式10： t8-t9，环流阶段（图11）本阶段原边高谐振电感能量继续环流，副边两个二极管继续导通， DR1 的 电流继续下降，DR2的电流上升。此阶段等到Q4关断结束。模式11： t9-t10,谐振阶段（图12）t9时刻Q4关断，此时Lr与C1C2谐振，C1放电，C2充电，直至Q3的体 二极管导通为止。模式12： t10-t11，能量反馈阶段（图13）谐振电感的能量继续反馈给输入电源，在t11时刻Q3导通。在Q2Q3导通 进入了另半个模式周期，其电路分析与前面12个模式雷同，在此不再分析。4实验根据上述原理搭建了相应的电路，以验证分析的正确性。主电路输入直流电 压400-450Vdc,输出电压40-60V，开关频率80kHz,输出功率小于等于5800W, 主电路按常规移相全桥设计。主开关管选择两个IXFK27N80并联，输出二极管 为 DSEI60-06A 三管并联，变压器变比为 11： 2 ，谐振电感电感量为 7.7uH ，采 用 EE42 的磁性绕制 8 匝。下面为箝位电路的设计：1) 箝位绕组匝数由于箝位绕组匝数必须小于电感绕组，因此 N28，N2 越小，输出二极管与 稳定的电压的压差越大，因此选取最大的值，即N2=7，此时k=7/8=0.8752) 吸收二极管吸收二极管应选择快恢复二极管，并且在电压和电流上均要留足余量，在此 选择 1000V、15A 的二极管。3) 吸收电阻吸收电阻的设计理论比较困难，主要的设计原则为：保证轻载和空载情况下 二极管为DCM；保证高温下电阻的损耗满足降额。实际电阻为4.25欧姆，为16个68欧姆/3W电阻并联。图 14 显示钳位电阻上的电压波形，因为电压探头的比例是 50：1，所以实 际电压峰值达到 2.25*50=112V。图 15 显示了电路各点的波形。通道 1 是主变压器原边电压波形，通道 2 是 箝位二极管下管 V6 两端的电压波形，通道3 是箝位电阻电流波形，通道4 是谐 振电感电压波形。图中的波形也印证了前面所分析的所有模态。实验中输出二极 管关断时产生的电压尖峰和振荡因为钳位电感的存在而被抑制，减少了二极管损 耗，提高了电路的性能和可靠性，从而说明了谐振电感箝位的移相全桥电路的优 越性。5结论本文在 DC-DC 传统移相全桥拓扑的基础上，采用谐振电感的箝位绕组来实 现谐振电感的电压箝位，有效抑制了输出二极管反向恢复带来的电压尖峰，保留 了软开关特性，被证明也是一种优越的 DC-DC 变换器。参考文献1阮新波，严仰光.脉宽调制DC/DC全桥变换器的软开关技术M.北京： 科学出版社， 2003.RUAN Xinbo，YAN Yangguang. 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