第七章谐振软开关技术

第七章 谐振软开关技术随着电力电子器件的高频化，电力电子装置的小型化和高功率密度化成为可能。然而 如果不改变开关方式，单纯地提高开关频率会使器件开关损耗增大、效率下降、发热严重、 电磁干扰增大、出现电磁兼容性问题。80 年代迅速发展起来的谐振软开关技术改变了器件 的开关方式，使开关损耗可原理上下降为零、开关频率提高可不受限制，故是降低器件开关 损耗和提高开关频率的有效办法。本章首先从PWM电路开关过程中的损耗分析开始，建立谐振软开关的概念；再从软开 关技术发展的历程来区别不同的软开关电路，最后选择零电压开关准谐振电路、零电流开关 准谐振电路、零电压开关PWM电路、零电压转换PWM电路和谐振直流环电路进行运行原 理的仔细分析，以求建立功率器件新型开关方式的概念。7.1 谐振软开关的基本概念7.1.1 开关过程器件损耗及硬、软开关方式无论是DCDC变换或是DCAC变换，电路多按脉宽调制(PWM)方式工作，器件 处于重复不断的开通、关断过程。由于器件上的电压旳、电流如会在开关过程中同时存 在，因而会出现开关功率损耗。以图7-1 (a) Buck变换电路为例，设开关器件VT为理想 器件，关断时无漏电流，导通时无管压降，因此稳定通或断时应无损耗。图7-1 (b)为开关过程中VT上的电压、电流及损耗芒的波形，设负载电流恒 定。图 7-1 Buck 变换电路开关过程波形当VT关断时，负载电流山改由续流二极管VD提供。若再次触发导通VT,电流从 VD向VT转移(换流)，故期间如上升但 班=/，直至劭=氐 呦才下降为零。这 样就产生了开通损耗羽-。当停止导通VT时，从零开始上升，在漕期间维持* 讥,直至=才减小为零，这样就产生了关断损耗耳总。若设器件开关过程中电压电流羽线性变化，则有7-1)图 7-2 器件开关轨迹其中齐为开关频率。这个开关过程伴随着电压、电流剧烈变化，会 产生很大的开关损耗。例如若 = :50扎应= 400V,g巒=0.珈，齐=20低，则开关过程的瞬时功率可达20诙，平均损耗为1OOW，十分可观。这种开 关方式称为硬开关。器件开关过程的开关轨迹如图7-2所示，SOA为器件的安全工作区，A为硬开关方式 的开关轨迹。由于PWM变换器开关过程中器件上作用的电压、电流均为方波，开关状态转 换条件恶劣，开关轨迹接近SOA边沿，开关损耗和开关应力均很大。此时虽可在开关器件 上增设吸收电路以改变开关轨迹及相应开关条件，但仅仅是使部分开关损耗从器件上转移至 吸收电路中，并没有减少电路工作中的损耗总量。为了大幅度地降低开关损耗、改善开关条件，可以采用谐振软开关方式，基本思想是 创造条件使器件在零电压或零电流下实现通、断状态转换，从而使开关损耗减少至最小，为 器件提供最好的开关条件，如图7-2中曲线B所示。具体措施是在开关电路中增设小值电感、 电容等贮能元件，在开关过程前、后引入谐振，确保在电压或电流谐振过零时刻实现开通和 关断。7.1.2 零电压开关与零电流开关器件导通前两端电压就已为零的开通方式为零电压开通；器件关断前流过的电流就已 为零的关断方式为零电流关断；这都是靠电路开关过程前后引入谐振来实现的。一般无需具 体区分开通或关断过程，仅称零电压开关和零电流开关。有二种利用零电压、零电流条件实现器件减耗开关过程需要注意：一是利用与器件并 联的电容使关断后器件电压上升延缓以降低关断损耗，二是利用与器件串联电感使导通后器 件电流增长延缓以降低开通损耗。这两种方法都不是通过谐振，而是简单地利用并联电容实 现零电压关断和利用串联电感实现零电流开通，通常会造成电路总损耗增加、关断过电压变 大等负面影响，并不合算。7.1.3 谐振软开关电路类型根据电路中主要开关元件是零电压开通还是零电流关断，首先可将软开关电路划分为 零电压电路和零电流电路两大类；其次按谐振机理可将软开关电路分成准谐振电路、零开关 PWM电路和零转换PWM电路。1准谐振电路准谐振电路中电压或电流波形为正弦半波，故称准谐振，这是最早出现的软开关电路。它又可分为(1) 零电压开关准谐振电路(Zero-Voltage-Switching Quasi-Resonant Converter : ZVSQRC)；(2) 零电流开关准谐振电路(Zero-Current-Switching Quasi-Resonant Converter: ZCSQRC)；( 3)零电压开关多谐振电路( Zero-Voltage-Switching Multi-Resonant Converter : ZVSMRC)；(4)谐波直流环节电路(Resonant DC link)。 图 7-3 给出了前三种准谐振电路的基本开关单元电路拓朴。图 7-3 准谐振电路的三种基本开关单元由于在开关过程引入了谐振，使准谐振电路开关损耗和开关噪声大为降低，但谐振过程 会使谐振电压峰值增大，造成开关器件耐压要求提高；谐振电流有效值增大，导致电路通导 损耗增加。谐振周期还会随输入电压、输出负载变化，电路不能采取定频调宽的PWM控制 而只得采用调频控制，变化的频率会造成电路设计困难。这是准谐振电路的缺陷。2 零开关PWM电路这类电路引入辅助开关来控制谐振开始时刻，使谐振仅发生在开关状态改变的前后。这 样开关器件上的电压和电流基本上是方波，仅上升、下降沿变缓，也无过冲，故器件承受电 压低，电路可采用定频的PWM控制方式。图7-4为两种基本开关单元电路:零电压开关PWMPWM 电路电路(Zero-Voltage-Switching PWM Converter: ZVSPWM)和零电流开关 (Zero-current-switching PWM Converter： ZCSPWM)。图 7-4 零开关 PWM 电路基本开关单元3 零转换PWM电路 这类电路也是采用辅助开关来控制谐振开始时刻，但谐振电路与主开关元件并联，使 得电路的输入电压和输出负载电流对谐振过程影响很小，因此电路在很宽的输入电压范围和 大幅变化的负载下都能实现软开关工作。电路工作效率因无功功率的减小而进一步提高。图 7-5 为两种基本开关单元电路:零电压转换 PWM 电路( Zero-Voltage-Transition PWM Converter: ZVTPWM)和零电流转换 PWM 电路(Zero-Current-Transition Converter: ZCTPWM)。何忖图7-5零转换PWM电路基本开关单元下面分别详细分析零电压和零电流开关准谐振电路，谐振直流环节电路，零电压开关 PWM电路和零电压转换PWM电路。7.2 典型谐振开关电路7.2.1零电压开关准谐振电路(ZV SQRC)降压型零电压开关准谐振电路结构如图7-6 （a）所示，厶 为谐振电感、电容，它 们可以由变压器漏感和开关元件结电容来承担。二极管与功率开关元件VT反并联。在高频谐振周期的短时间内，可以认为输出电流恒定，可用电流源来表示ZVSQRC一个工作周期可分四个阶段，如图7-6 （b）、（c）所示。图 7-6 ZVSQRC 电路及波形1）阶段（环o前VT导通，与其并联的G上电压叫=。环时VT在零 电压条件下关断，电路以吆二厶恒流对口充电，叫由零上升。勾时刻，叫二丑。2） 阶段后，匚充电至，二极管VD承受正向阳压上升。而导通，使 5 4构成串联关系而谐振。期间，厶中磁场能量转换 成G中电场能量，抵减小、叫上升。百时刻抵过零而叫上升至其峰值。期间，匚中电场能量转换成厶中磁场能量，叫下降，抵经VD反向。纤时刻， 。耳时刻兔=,导通，使叫箝位于零而不能反向。3） 阶段抵时刻vd导通，其导通压降使VT承受接近于零的反偏电压r时刻而暂不导通，但创造了导通的零电压条件。此时应给VT施加触发脉冲，在毗电流回振过 零的勺时刻VD关断，VT就在零电压、零电流条件下导通，吆电流线性增长,rt7= L4）阶段（4毎）h = 后，负载电流全部由VT提供，VD关断，两端电压叫，再次为VT关断准备了零电压条件。耳时刻关断VT,进入下一个重复周期。四个阶段中，阶段的时间可通过VT的触发信号来进行控制，故准谐振电路采用调频 控制。从图7-6 （b） 电压波形可以看出，谐振电压峰值高于电源电压E的2倍以上，使 功率开关器件必须要有很高的耐压值，这是ZVSQRC的缺点。7.2.2零电流开关准谐振电路（ZCSQRC）零电流开关准谐振电路结构如图7-7 （a）所示，为谐振电感、电容，当LC谐振产生的电流流经功率开关器件VT时，可使VT在零电流时刻通、断o ZCSQRC 一个工作 周期可分为四个阶段，如图7-7 （b）、（c）所示。由于滤波电感L足够大，开关周期足够 短，分析时认为负载电流=；0恒定。V,71AL1trc图 7-7 ZCSQRC 电路及波形1）阶段设环前VT导通。负载电流由续流二极管VD提供，与之并联的谐振电容G两端电压被箝至叫。这样导致电源电压E全部施加在谐振电感 上，其上电流抵线性上升，时刻上升至抵二厶，使得负载电流转而由VT来承担, VD断流关断，匚两端电压叫不再被箝位为零。2）阶段龟耳）宀后，差值流入。使之充电，实现厶中 磁场能量向G中电场能量转换过程，叫电压振荡上升百时刻抵上升至峰值，叫=丑 纤时刻抵从峰值下降至h宀 E 抵时刻流经vt的电流抵下降为零。由于VT为 单向开关，毗不能过零反振为负，此时满足零电流条件，应取消VT触发信号后VT作零电流关断，谐振电容G由负载电流山反向充 %时刻叭，续流二极管VD无反偏开始导通。电，3) 阶段旧 叫线性下降。4) 阶段后，负载电流由VD提供，直至耳时刻，一个工作周期结束。若导通VT,开始下一个新的工作周期。同样，控制阶段时间长短，可以调整输出电压，实现调频控制。谐振电感7、电容G决定了固有谐振频率，一般可达MHz级。ZCSQRC电路在零电流下开关，理论上减小了开关损耗，但VT导通时其上电压为电源 电压E,故仍有开关损耗，只是减小，但为提高开关频率创造了条件。此外还要注意到VT 上电流抵的峰值显著大于负载电流厶，意味开关上通态损耗也显著大于常规开关变换器。7.2.3 谐振直流环在各种ACDCAC变换电路(如交一直一交变频器)中都存在中间直流环节，DC AC逆变电路中的功率器件都将在恒定直流电压下以硬开关方式工作，如图7-8 (a)所示, 导致器件开关损耗大、开关频率提不高，相应输出特性受到限制。如果在直流环节中引入谐振，使直流母线电压高频振荡，出现电压过零时刻，如图7-8 (b) 所示，就为逆变电路功率器件提供了实现软开关的条件，这就是谐振直流环节电路的基本思图7-9为用于电压型逆变器的谐振直流环原理电路及其分析用等效电路。原理电路中， 为谐振电感、电容；谐振开关元件VT保证逆变器中所有开关工作在零电压开通方 式。实际电路中VT的开关动作可用逆变器中开关元件的开通与关断来代替，无需专门开关。由于谐振周期相对逆变器开关周期短得多，故在谐振过程分析中可以认为逆变器的开关 状态不变。此外电压源逆变器负载多为感应电机，感性的电机电流变化缓慢，分析中可认为 负载电流恒定为厶，故可导出图7-9 (b)的等效电路，其中VT的作用用开关K表示。谐振直流环工作过程可用图 7-10 波形来说明：图 7-10 谐振直流环电路波形图o1）阶段（环设环前K闭合，谐振电感电流（负载电流）。环时刻K打开，厶一 4串联起谐振，抵对G充电， 中磁场能量转换成G中电场能量，匚上电压叫上升。时刻两端电压为零，谐振电流抵达G继续充电，随着叫的上升充电电流抵减小。抵全部转化为电场能量。2）阶段 最大，全部转回为磁场能。勺后， 时刻再次达，叫达谐振峰值，3）阶段3后，由叫提供负载电流山；因E，同时向厶反向供电，促使抵继续下降并过零反向。屯时刻吃反向增长至最大，全部转化磁场能量，此 时叫进一步下降。时刻氓，使肛开始减小,4）阶段7） f后与反并联二极管VD导通，K被箝位于零，为VT提供了零电压导通（K闭合）条件。r5）阶段（耳冷） K闭合，线性增长直至t=L=，k再次打开。采用这样的谐振直流环电路后，逆变器直流母线电压不再平直，而是如图7-10所示叫 电压波形。逆变器的功率开关器件应安排在叫过零时刻& 环）进行开关状态切换，实现 零电压软开关操作。与零电压开关准谐振电路相似，直流环谐振电压峰值很高，增加了对开关器件的耐压要 求。7.2.4全桥零电压开关PWM电路移相控制全桥零电压开关PWM电路如图7-11所示。H型全桥各桥臂元件均由功率开 关元件VT及反并联的续流二极管VD构成，各匚尸为开关器件的结电容，与谐振电感厶构 成谐振元件。负载R通过变压器T （变比为Kt）联接至全桥输出端，VD5、VD6构成全波整T56流输出电路，L、C为输出低通滤波元件。7-11移相全桥零电压开关PWM电路图7-12移相全桥零电压开关PWM电路主要波形Irnr17-12移相全桥零电压开关PWM电路主要波形丄L亠L L各桥臂元件按以下规律工作：1）一个开关周期T内，每个开关元件导通时间略小于关2）为防止同桥臂上、下元件直通短路，设置了开关切换死区时 间。3）两对角元件中，VT触发信号“列超前VT4触发信号时间；vt2触发信号超前vt3触发信号”卵时间。因此常将VT、VT2所在桥臂称为超前桥臂，VT3、VT4所在桥 臂称为滞后桥臂。在理想开关器件的假定下，全桥零电压开关PWM电路主要工作波形如图7-12所示，可以通过分析仏半开关周期内的各过程 来了解电路工作机理。1） 阶段（环VT、VT4导通。2）阶段（ 勾）时刻VT关断（VT4仍导通），形成图7-13所示等效电路，构成与厶和L （通过变压器作用）的谐振回路。谐振开始于VT关断的时刻，此时咯i = A点电压尸沪豆加在负载上，切电流对充电，略1上升。当时，吩=； VD2将被导通，致使电源E与负载电路隔离，负载经变压器通过VD2 续流。图 7-13阶段吃1 勺）等效电路图 7-14阶段等效电路3） 阶段时刻VT2被触发，但与之反并联的VD2处于导通状态，使VT2 获得零电压条件。一旦VD2续流结束，VT2实现零电压开通，图7-14等效电路拓朴不变， 直至念时刻vt4关断。4） 阶段时刻VT4关断后，等效电路如图7-14所示。此时变压器副边由 vd5导通换流至vd6导通。由于有电感存在引起换流重迭，vd5、vd6同时导通，变压器原、5656I Ih.I:r17-16升压型零电压转换FWLI电路主要波形副边均呈短路状态，使 S 与4构成谐振。谐振过 程中，厶中电流不断减小，磁场能量转化为电场能量，使 上电压不断上升,最终使B点电压达到电源电压E， vd3导通，将VT3两端箝至零电压，为VT3实现零电压开 通创造条件。5）阶段Q耳时刻，触发导通vT3。此时“中谐振电流仍在减小，直至过零反向，然后反向增大至咕时刻的。此时变压器副边VD、VD56换流结束，负载电流抵全部由vd6提供，至此一个开关6半周期过程结束。电路工作的另一开关半周期与此完全对称。移相控制全桥零电压PWM电路多用于中、小功率的 直流变换之中，其电路简单，无需增加辅助开关便可使四 个桥臂开关元件实现零电压开通。7.2.5 零电压转换 PWM 电路升压型零电压转换PWM电路原理图如图7-15所示,其中VT为主功率开关，VT为辅功率开关。VT超前VT导通，VT导通后VT立即关断,相应触发信号厂叫1如图7-16所示。主要谐振过程发生在VT导通前后。4=/jbi图 7-15 升压型零电压转换 PWM 电路升压型零电压转换PWM电路主要波形如图7-16所示。分析时假设电感L很大，可忽略电流纹波认为抵二勒；输出滤波电容C很大，可以忽略输出电压 乩中的纹波。电路工图 7-16 升压型零电压转换 PWM 电路主要波形作过程可按阶段来分析。1）阶段触发信号“關到来，VT1导通，设此时二极管VD工作，使厶两端电压 %=%，电感电流仏线性增长，而VD1中电流1线性下降。时刻 仏二厶，切1 = ，VD1关断。2） 阶段VD关断后，整个电路等效成图7-17形式，与匚构成谐振回路，因L很大，谐振时仍保持抵二比不变。谐振中仏增加而叫下降，时刻, 与VT反并联的二极管VD导通，5被箝位至零。r4）阶段环）勾时刻触发脉冲到，VT在 %= 的零电压条件下无耗开通, 其电流如线性上升。与此同时VT关断，厶中储能通过VD2送至负载，仏线性下降， 直至耳时刻仏=。5）阶段时刻仏= , VD2关断，VT电流上升至稳定值。S时刻VT关断，由于结电容口存在，VT两端电压上升速度受限，虽不是零电压关断，但 降低了关断损耗。零电压转换PWM电路结构简单，运行效率高，广泛用于功率因数校正（PFC）电路、DCDC 变换器等场合。17-17阶段勺）时等效电路本章小结本章之前本书所讨论的各类自关断器件变流电路中，功率器件多在其上电压或电流或两 者均不为零的状态下通、断，从而引起了开关过程的功率损耗，这是一种“硬”开关过程。 而且随着开关频率的提高开关损耗自然增大，严重防碍了变流电路的高频化、高效率化。为 了减小开关损耗，必须设法使开关过程在器件上电压或电流为零时进行，这种通、断控制方 式称为“软”开关，它的实现为变流电路高频化创造条件。本章介绍了谐振软开关技术的基本概念和各种谐振软开关电路的分类，并对零电压开关 准谐振电路、零电流开关准谐振电路、零电压开关PWM电路、零电压转换PWM电路和谐 振直流环电路运行原理作了仔细分析。学习中要注意如何控制辅助开关元件以启动q 谐振过程，以及如何控制与主开关并联的箝位二极管导通创造零电压条件、如何使与主开关 串联的谐振电感中电流振荡过零创造零电流条件的。