开关电源环路稳定的试验方式方法

6.5开关电源环路稳定的试验方法前面频率特性分析方法是以元器件小信号参数为基础，同时在线性范围内，似乎很准确。但有时很难做到，例如电解电容ESR不准确且随温度和频率变化；电感磁芯磁导率不是常数，还有由于分布参数或工艺限制，电路存在分布参数等等，使得分析结果不可能完全吻合，有时甚至相差甚远。分析方法只是作为实际调试的参考和指导。因此，在有条件的情况下，直接通过测量运算放大器以外的环路的频率响应，根据6.4节的理论分析，利用测得的频率特性选择Venable误差放大器类型，对环路补偿，并通过试验检查补偿结果，应当说这是最直接和最可靠设计方法。采用这个方法，你可以在一个星期之内将你的电源闭环调好。前提条件是你应当有一台网络分析仪。6.5.1如何开环测试响应桥式、半桥、推挽、正激以及Buck变换器都有一个LC滤波电路，输出功率电路对系统性能影响最大。为了讨论方便，以图6.31为例来说明测试方法，重画为图6.48（a）。电路参数为：输入电压115V，输出电压为5V，如前所述，滤波电感和电容分别为L=15pH，C=2600pF，PWM控制器采用UC1524,它的锯齿波幅值为3V,只用两路脉冲中的一路，最大占空比为0.5。为了测量小信号频率特性，变换器必须工作在实际工作点：额定输出电压、占空比和给定的负载电流。从前面分析知道，如果把开关电源看着放大器，放大器的输入就是参考电压。从反馈放大器电路拓扑来说，开关电源的闭环是一个以参考电压为输入的电压串联负反馈电路。输入电源的变化和/或负载变化是外界对反馈控制环路的扰动信号。取样电路是一个电阻网络的分压器，分压比就是反馈系数，一般是固定的（R2/（R1+R2）。参考电压（相应于放大器的输入电压）稳定不变，即变化量为零，输出电压也不变（5V）。如上所述，所有三种误差放大器都有一个原点极点。在低频闭环时，由于原点极点增益随频率减少而增高（即在反馈回路电容）在很低频率，有一个最大增益，由误差放大器开环增益决定。直流增益很高，这意味着直流电压UdcU1UdcU1UsNsQINpNr*驱动Uy$UoR1*(a)UsNsNp*Nr*Uy*Q1UsResrR2BPWMBbAEAUeaB误差放大Uref*UoR1A%R2PWM(b)驱动ResrAEAUeaBAC.图6.48正激变换器环路增益测试仅有极小误差（相对于参考电压）。例如，误差放大器在很低频率增益可能达到80dB或更高，因为80dB即10000倍，迫使输出检测电压接近参考电压，误差仅万分之一，即0.01%。这当然远优于一般参考电压的精度，因而通常输出电压的误差由参考电压的误差决定。为保证电源在任何干扰下输出稳定，我们将测试除误差放大器以外的开关电源的环路频率特性来判断闭环穿越频率、放大器需要的增益以及需要补偿的相位，以此选择误差放大器类型。为了开环测量误差放大器以外的环路增益，你可以利用控制芯片中的误差放大器。将误差放大器接成跟随器，利用跟随器输入阻抗高的特点，在输入端将测试的扫频信号和决定直流工作点的偏置电压求和工。直流工作点的偏置电压是一个可调直流电源（调节工作点）和一个交流扫频交流信号叠加一起送入跟随器。调节可调直流电压，输出电压随之变化。可调电压增大输出电压也增大。调节可调直流电压，使输出电压和负载达到规定的测试条件（输入电压最大和最小，负载满载和轻载），然后测试分压器输出AC和扫频信号输出AC.的交流信号的幅值和相位，就得到相似于图6.36的除放大outin器以外的增益特性G（AC/AC.）。应当注意，我们正在研究的是电源的小信号响应，是在一定tout.n工作点附近的线性特性，所以测试应当在实际工作点（在规定的输出电压和负载以及规定的输入电源电压）进行。即输出如果是5V，就应当将输出精确调节到5V，而不是3V或10V。一定要调节可调电源精密调整到额定输出相差mV级以内，再进行开环测试。测量开始前，应当确定变换器输出端确实接有规定负载（最大或最小负载）。开始测量时，应当从零缓慢增加直流电压，直到输出达到额定输出电压。因为是开环，如果先调节输出电压到额定值，再调节负载电阻，要是你忘记了接负载电阻，变换器空载或负载电阻很大，输出电压有可能过高而造成输出电容击穿。请注意，高增益功率级对可调直流电压十分敏感，用普通的实验室直流电源可能很难精确调节到你所需要的电压。在这种情况下，你应尽量调节到实际输出电压5%以内。实在不行，你得买或做一台可调节到mV以内的精密电压源。还应当注意有些PWM芯片有失调电压，电压达到大约IV占空度仍然为零。有了这个频率特性，就可以根据6.4节的方法选择误差放大器类型。根据开关频率和稳定性判据设定零点和极点位置6.5.2交、直流信号叠加电路EAinin图6.49注入扫频信号的变压器法交流与直流求和电路有变压器法和混合法两种。变压器求和图6.49所示电路为变压器求和法。因为同相输入放大器输入阻抗极高，调节的直流电源提供的电流可以忽略，不会对变压器造成磁偏；交流扫频信号从变压器初级输入，接在次级的50Q电阻提供叠加的交流信号。变压器次级线圈将直流信号短路，不影响直流电压调节。变压器将交流信号源与直流源隔离。特别是测量高电压电源特性时，变压器隔离是很重要的。要小心设计求和变压器，变压器应具有很宽的带宽：即很低的频率不能饱和，而很高的频率不能有很大的寄生电容。混合法由于变压器法低频磁饱和而不可能工作在任意低频。另一个注入扫频信号的方法是混合法（图6.50）。这是一个同相放大器，在放大器的同相输入端不管直流还是交流都是注入信号的1/2，因此对可调直流和扫频注入信号都是1:1放大。而运算放大器则应当可调直流电源10k10k100nF+100mVJAC.nin选择恰当带宽的器件，应可工作到很高频率。在你采用混合器之前，用网络分析仪小心测量运算放大器的响应，特别是相位移。某些高增益带宽的运算放大器具有较大的相移，而有些运放则没有，但在手册中并不能得到这些信息。不要忘记在运放的电源上并联一个100nF的电容，避免直流电源内阻抗对测量影响。在高频测量时，要注意高频信号的接入，并且输出和输入应用BNC插头。混合法主要缺点是：1）为了将混合器插入环路，在PCB上你必须焊开一个元件，并且2）环路工作时的输出电压不能大于运放的供电电压。D3图6.51闭环测试原理图6.5.3如何闭环测量变换器环路响应从以上分析可知，开环测试环路（除误差放大器以外）增益必须在工作点进行，要达到补偿后在任何工作状态下都稳定，所以必须测试4种前情况：最大和最小输入电网电压；最大和最小输出负载。开环特性随这些情况变化而变化，才能保证补偿后闭环响应在四种情况下都稳定。从开环测量可以看到，在四种情况下，都要调整精密电源和精确测量非常费时费事。同时，要是控制芯片上误差放大器的同相输出端不引出（8脚PWM芯片内部参考电压直接接到误差放大器同相输入端）时，就不能直接将误差放大器接成跟随器，测试就无法进行。而且，每测试一种情况，就要调试一次工作点，十分麻烦。因此，在试验室可用闭环进行测试。电路在闭环时，不需要外加可调稳压电源调节工作点，电路可以闭环调节自动稳压。但是，误差放大器如果补偿网路处于开环工作，电路振荡，无法进行相应测试。所以必须采取有效措施避免振荡，又能有正确的工作点，通常将误差放大器做成I类Venable放大器，如图6.51所示。我们知道，在相当低频率时，直流电源环路增益总是固定的，同时附加相位移为0：如果你调节一个确定的占空比，你就可以得到对应的输出电压，占空比增加，输出电压就增加。这意味着变换器总有一个稳定工作的足够低的带宽的负反馈系统。如采用I型放大器，只有一个原点极点。如果将此极点频率远低于滤波器谐振频率，放大器环路幅频特性以一20dB/dec穿越OdB，附加相移为90，闭环是不会振荡的。(a)我们以图6.52来说明这个方法。对于I型放大器，一个原点极点：f=po2兀RC假定用一个大电容1“F补偿的正激变换器的闭环，并使得f0=200Hz。测量得到图6.52中曲线2是含有误差放大器的响应曲线。穿越频率fc0=f0，相位移小于135，系统是稳定的，且带宽为200Hzf但这不是我们感兴趣的。闭环正是获得开环特性的一种策略。实际带有fp0=200Hz的误差放大器特性如图中曲p0线1。如果将曲线2减去曲线1可以获得曲线3，这就是去除误差放大器以外的频率特性。（b）图6.52闭环特性测试结果实际上只要得到的测量波特图，就可以设计误差放大器。根据0=（1/41/5）fs选择穿越频率。实际开关频率为100kHz，选择fC0=20kHz穿越，比200Hz高100倍，即将电容减少fC0/f0=100倍。因要求的穿越频率是测量曲线穿越频率100倍，增益提升40dB，即在20kHz将曲线2的-80dB提升到曲线3的-40dB,这就是误差放大器需要补偿的增益约40dB，即102。相频特性没有变化，对应20kHz环路相移为186，因此环路不稳定。就是除误差放大器以外的相移为18690=96，不能采用I型放大器，而应采用II型放大器。II型放大器的水平增益为40dB。根据总相位裕度为135，因此，误差放大器最大相移为135-96=39。根据表6.1可以看到，只要选择k=3（相位滞后36）就可以了。这个方法给出的结果几乎与计算一致。注意：有时功率级的增益很低，同时如果要将环路补偿到高频，用这个方法在足够低于噪声频率（即-60dB）测量的增益。在这样情况下，可以将1“F电容减少到100nF,这样增益增加20dB。但是，测试环路增益要使用昂贵的网络分析仪，这是一般小型企业做不到的。在任何情况下，大信号带宽始终小于或等于小信号带宽，因为在变换器的闭环运行进入非线性之前首先小信号响应，并由小信号带宽决定。因此，有时将大信号响应的非线性环路完全分离出去：然后必须决定当每个环路工作时，在它们之间如何避免干扰等等。如有可能，环路应当避免大信号工作。例：将1.2V电源带宽设计得很宽，同时测量闭环响应有45相位裕度。遗憾的是当负载阶跃变化时，系统开始振荡：运放没有足够的增益带宽和摆率，很多时间试图达到稳定值，首先达到正电压，然后又掉到地电位，这样来回摆动。要消除这个振荡，更换一个相同管脚排列的高增益带宽的运放（高摆率）。6.5.4电流型控制理论电流型与电压型控制差别在于：电流型控制是两个反馈控制环路，一个控制电感电流，一个是控制电容（输出）电压（图6.53）。此系统控制理论不同于电压型控制系统。但是，我们注意到电流控制型变换器高频响应的研究只是在近几年。从实际观点出发，用第二个内环的理由是控制电感电流消除电感对输出功率级传递函数的影响。这是因为功率级传递函数已经包含了电流环，所以，电感的影响被控制它的环路所吸收，并不会出现在环路内。因而，不必担心网络谐振，并且高频仅有单极点（输出电容），所以，相移为90而不是180。这使得电流型比电压型更容易控制，电流型控制变换器有可能得到宽的带宽。电流型控制的限制在电流型控制中通常用一个电阻（或一个互感器和一个电阻）检测电流，并送到PWM芯片中。但是，随着负载电流的减少，此信号的幅值自然减少。如果负载小到电流信号可以忽略时，电流反馈环不影响系统，于是，在轻载时电流型控制变成电压型控制。所以，如果你给变换器在最大负载很宽带宽，你需要小心检查最小负载时额外（电感）的极点在带宽内，并引起不稳定。由于这个原因，变换器的功率级轻载带宽少于重载带宽。从实际观点，如果负载变化范围是10：1的话，你不必在整个工作范围用电流型控制。斜率补偿当电流型控制变换器占空度超过50%时，除非加斜率补偿，变换器将震荡在开关频率的次谐波上，实际是一半开关频率。问题的根源是这样的，当电流达到某一定电平（由误差放大器输出设定）使开关关断。如果占空度超过50%，电感电流斜坡上升时间大于周期的50%。很明显，这意味着电感斜坡要以小于周期50%下降，此较小的时间意味着电感电流不能在下一周期开始时间回到它稳态初始值，所以，下一周期电流开始关断太高。因此，在此下一个周期电感电流达到截止电平提前，关断提前。实际关断时间少于50%占空度。但截止时间拉长（50%），并因此下一个周期开始的电流太低，引起占空度大于50%，如此等等，在过流与欠流之间振荡，这些次谐波振荡在文献中得到明确的证明。RampCPWMIC用一个固定的斜坡加到电流信号上的斜坡补偿基本上解决了这个问题。因为这个斜坡是恒值，很好的阻尼了电流信号的变化。事实上，斜坡补偿的实际效果使得控制环路更象电压型控制。如果你这样来想，电压型控制式固定斜坡与误差放大器输出比较所以附加上或多或少的斜率补偿使变换器越来越接近电压型控制，如果斜率补偿幅度与电流信号幅度比是无限大，你就完全返回到电压型控制。以上的解释，这就是在低输出功率时，电流型控制变换器回到电压型控制的原因。还可以看到，附加的斜率补偿使变换器处于电流型（一个极点）和电压型（两个极点）之间，这意味着当你测量环路时，测量波特图的斜率，你将发现在1个和两个极点间是中间的（过渡的）。当然，实际电路可能造成这样传递函数。给电流控制型变换器加斜率补偿（图6.54）直接加一个固定斜率在电流检测反馈信细说明，加上不同的固定斜坡量要么做成很好的电流控制，要么良好的电源的音图6.54加频率补偿的电控制变换器流型号上。不用详细说明，加上不同的固定斜坡量要么做成很好的电流控制，要么良好的电源的音频抑制。但实际上由于元件的公差和负载的变化不可能达到这两种状态。丄如果电流型控制变换器的占空度超过50%,变换器最要进行斜率补偿。为决定需要的正确补偿量，实际方法是将变换器工作在最大负载电流，并加足够的斜率补偿，使得对次谐波稳定。在低负载时，变换器仍然自动稳定。如何补偿一个电流型控制器？电流型控制器可以和电压型变换器一样方法补偿。用电流检测电阻在变换器满载时产生IC需要的最大信号（典型为IV）。如果你打算占空度大于50%，应记住要加适当地频率补偿。现在和电压型控制器（10kQ,1pF）样，精确测量开环（电压）增益，设计补偿网路，并且你不要忘记检查四个极限情况。可以测量电流环路吗？以上的方法在测量电压环路时被证明是如此成功和容易，是否可以用来测量电流型环路。首先电流环总是稳定的，根据需要只要你记得加适当地斜率补偿,总是具有（产生）较大的相位裕度。只是平均电流型除外（后面讨论）不需要测量电流环。其次，测量相当困难，且事实上不能用网络分析仪。这里牵涉到许多理论问题。这里模数变换，不能应用普通的正弦波扫频。你还得回想比较器将电流斜坡信号（电流加一个斜坡分量）与误差放大器输出相等时产生PWM信号。数字化代替拉氏变换，需要用Z变换描述系统，否则至少应用模拟来近似比较器的动态-包含两个右半平面零点。实际上，由于这个数字部分不能用原先的扫频正弦波，代之以发明了某些复杂的数字调制。无论如何，这些仅在大学里研究，决不能应用在工程实践上。如上所述，正常变换器中，电流环路基本上总是稳定的。平均电流型控制平均电流型控制主要用在功率因数校正变换器中。与一般电流型控制规律不同。平均电流型控制的想法是用一个比较器代替电流信号与误差放大器输出比较，第二个放大器用来提供电流信号与误差放大器之差的放大。这样，在标准电流型控制电流环带宽等于变换器的开关频率，平均电流型电流控制环可能减少了带宽。平均电流型电流误差放大器可随意补偿达到希望的带宽和相位裕度（采用与补偿电压误差放大器相同的技术）。可以用以上讨论的测量闭环的方法测量带宽和相位裕度。稳定性一般要求外环（电压）比内环（电流）带宽窄。当然，电流型控制电流环带宽不能等于开关频率。6.5.5非最小相位系统有时，即使你肯定你的测量是正确的，但你得到一个波特图没有任何意义。例如，波特图在低频附加相移位-180，随频率增加穿越零度上升到某最大值，然后再次返回下降。此响应是非最小相位系统的特征，其波特图不足以决定系统是否稳定。非最小相位系统是任何开环传递函数在右半平面零的系统。通过了解反激变换器如何工作很容易明白这意味着什么。对于一个反激变换器，当负载电流增加（负载电阻减少）时，输出电压开始瞬时下降，为了输出更多功率，就要在初级电感中存储更多的能量，反馈增加晶体管的占空度，即晶体管导通时间延长。这意味着在此期间直到它再次关断前没有能量传输到负载。但是这引起输出电压的进一步降低。如果环路没有设计处理好这个关系，电压保持跌落。因此，这是180相位移，这就是基本右半平面零：增加占空度减少输出电压。回忆起本节前面的部分，一个右半平面零当相位仍要减少时引起增益平坦变化，使其保证稳定困难。作为一个规则，设计变换器的带宽保证右半平面零出现在比带宽更高的频率。但是，应当小心，此零随负载移动。所以你需要检查四个工作限值（输入输出最大最小），以确认右半平面零没有问题。乃奎斯特（Nyquist）极点因为非最小相位系统波特图不足以确定稳定性，我们需要不同的方式显示信息，称为乃奎斯特图。回忆起频率特性可以用复数表示，波特图由两项组成：一是传递函数虚部和实部平方和，再开方（10进对数），就是模I幅值=*Im2+Re2一是相位（Re）相位=arctanIIm丿两者都是频率的函数。而乃奎斯特图将虚部画在y轴，实部画在x轴的一个图上（图6.55）。在乃奎斯特图上要点是“实部=-1,虚部=0”。图6.55（a）指出了整个一个大标尺（每格200单位）的乃奎斯特图。你可以看到，图顺时针方向围绕-1,0次，但因为x轴刻度你不能够详细了解闭合-1,0发生什么。展宽这个图缩小到每格1单位刻度（图6.55（b），详细展现了在粗糙图上看不到的东西：图在逆时针方向围绕-1,0一次，它也包含另一个回路，但这没有关系，它不包含-1,0。净结果是，围绕-1,0零次：顺时针+逆时针=-1+1=0.这保证系统是稳定的:如果围绕-1,0净为零，乃奎斯特图表达了稳定系统。作为一个实际方法，测量的乃奎斯特图是不封闭的，这是因为既不能将频率降到零，也不能将频率上升到无穷。不过，在通常频率范围（10HZ100kHz）测量变换器响应足以决定稳定性，因为增益低端以下是常数，而在高端以上小于1。如果你注意到波特图，环绕-1,0全部出现在你使用的相同频带。6.5.6系统稳定的一些概念输入和输出阻抗作为实际反馈设计的最后的课题，我们要告诉你变换器的阻抗和对系统稳定的关系。这里“系统稳定”是特定的一组变换器相互作用的稳定。这是在实际设计工作中常遇到的情况：例如，你的5V输出变换器的输出挂有3.3V输出的变换器；或你的功率因数校正变换器输出400V，然后你用一个变换器降压输出12V。关键问题是变换器的输入、输出阻抗必须保证整个系统稳定。变换器输入阻抗是输入电流变化引起多大的输入电压变化。它与变换器的传递函数紧密相关。图6.56说明一般测试方法。图6.55稳定系统乃奎斯特图（a）围绕（-1,0）区域细部（b）测试时变换器应在额定负载和额定输入电源下工作，但在电源上面叠加一个来自网络分析仪小的交流扫频正弦信号。随着输入电压频率的改变，输入电流幅值也变化，两者变化量之比就是输入阻抗，乙二U/,且为频率的函数。in测试时注意刻度系数：通常电流测试头的刻度每格10mV。所以如果你用1:1测试电压，电流测试头设定1A每格，于是1V/1A=1Q=1V/（lmV/A）=100,即40dB,则网络分析仪上读数40dB，即为1Q。对于高功率电源，可能需要功率放大器驱动变压器，而不是用网络分析仪直接驱动。你将发现，你得找一个功率放大器，实际上最好的是老的线性（真空管）放大器最好，因为失真度低。Buck变换器的输入阻抗精确测量结果如图6.57。在低频，阻抗近似平坦。的确，输入阻抗在低频是常数。对于此Buck变换器，15V/0.78A=19.2Q，25dB-Q，标在图上指出时25+40=65dB,这是圆圈的右边。（实际测量的输入电流750mA，不是计算得到的。此外我们注意到，输入功率是15VX0.780A=11.7W，且输出功率为5VX2=10W,所以变换器效率为85%）因为变换器是一个恒定负载，记住低频相移位180：如果你增加输入电压，输入电流减少！当我们考虑变换器稳定性时这种作用将引起问题。（相位在测量图中没有画出来，实际上是不重要的）还要注意到，你听到有人把变换器作为一个负阻抗。实际上他说的是这个180相位移，并且仅在低频这样说才是正确的。随着频率的增加，输入电容的阻抗等于输入阻抗，此频率为f=38Hz2兀x19.2Qx220pFdB(40dB=1Q)80在这个频率以上，电容90相移对输入起主要影响。我们检查曲线注意转折：42dB刻度是2dBQ，即在500Hz为1.26Q。C=253pF2kx500Hzx1.260比较合理的采用220pF。围绕这个谐振网络频率我们看到稍微有些波动，但不完全象开环情况，因为变换器与输入电容并联。在测量的频率上部，我们可以看到由于输入电容的ESR接入使增益平坦：C=52kHz2兀x0.12Qx250pF这样看起来变换器的输入阻抗在低频象一个负阻抗抗。当然如果你进入足够到高频，你将开始看到象一个电感用电缆。在某些情况为达到系统稳定，电缆可能很重要。A. 1中频象一个电容，在高频象一个正阻但在这些频率系统中你可能必须考虑使VI网络分析仪提供直流偏置和扫频正弦图6.59Buck变换器的输出特性变换器输出阻抗变换器输出阻抗在概念上很相似于输入阻抗：当轻微改动负载电流，输出电压变化多大？当然理想情况我们希望变化为零，因为我们需要与负载无关的输出电压。测量的输出阻抗如图6.58所示。在这个图中波。它驱动可控的电子负载，负载由变换器拉出直流和交流电流（要使交流电流足够小，要保证负载总是拉电流一不能是电流源！）。输出阻抗Zou=U/I是频率的函数.你不要用一个电阻性负载与电子负载并联，因为变化输出电压改变了流过电阻的电流。1. 再次使用Buck变换器测量输出阻抗（记住标尺系数）图6.59示出了输入阻抗图（1Q=40dB几乎到达图顶部）。在低频，输出是电感。在100Hz，有一个标号，阻抗为10.3dB，即一29.7dB-Q=32.7mQ，所以电感为L=49pH2kx100Hzx32.7mQ较好与实际35p一致。在输出谐振网络频率，输出阻抗达到峰值，并以后由输出电容控制（在频率上部你可以再次看到ESR）。1两个稳定系统可能组成不稳定系统你有两个变换器，每个都具有足够的相位裕度而稳定，但当你将它们级联起来，一个作为另一个负载时，测量此系统的两个输出电压，发现振荡！似乎有些骇人听闻，但这是十分可能的（并的确经常发生）。这正是今天电源研究的前沿。图6.60图示了这个输出变换器IIDC申=45输入DC变换器I申=45现象。为保证两个变换器串联在一起而不引起振荡一般规律如下：如可能要确保第一个变换器的输出阻抗在整个频率范围小于第二个变换器的输入阻抗。2. 第一变换器的带宽大于第二个变换器的带宽。这仅是保证稳定的一个方便方法,即使不满足这个规则，虽然需要更加细心研究，但系统还可能稳定。当你实际组成一个系统时，当然你需要确认每个单独的变换器在连接之前是稳定的。B. 不稳定系统的例子我们已经通过设计Buck变换器的补偿网络获得一个稳定的装置。我们假定由于某些不恰当的理由将这些Buck变换器串联起来。（即第一个产生输出是15V，它供给第二个。第一个输入可能是45V，开关频率是第二个变换器三倍的开关频率，所有元件维持它们自己的值，变换器的环路和阻抗保持相同）。这个系统虽然执行了规则2，至少后面的变换器不比前面的变换器带宽宽。但是明确违背了规则1，如图6.61所示。注意到在频率大于1.2kHz时输入阻抗和输出阻抗重叠部分表明源阻抗（输出阻抗）是大于负载阻抗（输入阻抗）。这不能保证系统是否稳定。但是，看到15V和5V输出以大约1.2kHz振荡也不必惊讶。