《谐振直直变换器》PPT课件

电力电子技术Power Electronics谐振直直变换器,在DC-DC变换电路中加入谐振电感与电容，在运行中出现谐振工作模式，即，流经开关的电流与作用在开关两端的电压波形（部分地）成为正弦波，实现开关的零电压/电流的通断。,整个开关周期均为谐振拓扑谐振变换器；只是开关周期的一部份准谐振变换器。 零电流开关保证开关在零电流条件下断开。零电压开关保证开关在零电压条件下导通。,电流谐振开关与电压谐振开关,电流谐振开关拓扑分：半波与全波电流开关两种,在电流谐振开关中L与开关S串联，开关在零电流时通断。在零电流谐振开关中寄生电感可作为谐振元件的一部分并可降低开关时产生的电压峰值。流经开关的电流为部分正弦电流（准谐振）。 电流谐振开关的基本工作模式：初始条件是开关稳定断开，续流二极管D续流。谐振电容C上电压等于电源电压。,由于二极管的作用，开关中的电流只能是单向的，称为半波开关；而等效开关电流是双向的称为全波开关。,模式1：当开关导通时，谐振电感L上的电压为电源电压，L中的电流线性增长。但只有当电感电流等于负载电流，D才会截止。这种模式称电感充电模式。,1,1,2,2,3,3,4,4,模式2 ：当电感电流达到负载电流，D截止，C与L并联谐振。开关中除流过负载电流外还流过LC振荡电流。振荡电流按正弦规律增大。过峰值后振荡电流变小，然后再反振。此时开关中的电流为io与ic之差。该模式称谐振模式。,半波模式：当ic反振到io时，D使电流不能反向流动，开关在电流为零后自动截止。由于开关与D均截止， io经C流向负载。因流过等效开关的是单向的，称半波模式。,模式3： 由于io经C流动，C上电压线性增高。当其上的电压为输入电源电压，D反压解除续流。这称电容充电模式。,模式4 ：续流管通，电容电压等于电源电压。,为保证电路的正确工作，Q的开通信号必须在VC过零前撤消。DR两端的电压平均值是负载的平均电压。,全波模式：如果是全波开关则振荡过程如图。Ic反振使Q中电流为零，Ic继续增大，D导通。直到振荡电流为零。由于D是开关的一部份，所以开关电流是双向的这称为全波模式。,当振荡电流为零D断开，电路进入C恒流充电模式。,谐振电容与续流管并联也可得到零电流开关。为方便叙述，对所使用的符号进行如下定义：,零电流开关的另一种结构方式,特征阻抗,谐振角频率,状态1 T0，T1 当开关导通，L上电压为电源电压，于是iL从零线性升高,续流管电流线性下降。,状态方程：,边界条件：,状态2 T1，T2 续流管截止，电感与电容产生谐振。,状态方程：,初始条件：,由上式求解状态方程，得:,为实现零电流开关，反振电流必须大于开关电流。零电流开关的条件是：,半波模式零电流开关，电感电流变到零时由于二极管的阻断，谐振状态结束，开关断开，电路转入下一状态。,对全波模式零电流开关,注意到反振电流可通过反并二极管流动。当电容电流越过峰值、再次等于负载电流时，电感电流为零。谐振状态结束。,谐振状态的时间：,半波时,全波时,状态3 T2，T3 电容向负载放电，电容电压线性下降。,状态方程：,电容两端电压：,当电容电压下降到零，DR导通，电路转到下一个状态。,状态3持续的时间是:,状态4 T3，T4 整流二极管导通。电容C上电压被钳位到零。开关S两端的电压为电源电压，此状态一直持续到下一次开关导通为止。,在一个周期中，电源发出的能量是电感电流(参见电路图) 与电源电压之积的平均值；负载吸收的能量是电阻上消耗的能量。电容上的电压的平均值是输出电压的平均值。所以:,输出平均电压：,电压变比：,开关电流与电压的峰值：,电流谐振开关的特点：开关通断均发生在零电流时刻，降低了开关损耗。 负载电流必须小于US/Z，否则开关要强迫关断一定的电流。在给定的工作频率下，输出电压随着负载电流的增大而减小要提高输出电压可通过提高开关频率来实现。 全波方式改善了输出电压对负载的依赖性。 开关电流峰值明显高于负载电流，增大了导通损耗。 当主开关有寄生电容时，将产生导通损耗。,与电流谐振开关相对偶，有电压谐振开关。开关在零电压处通断。简称ZVS。在电压谐振开关（零电压开关）中，开关本身的寄生电容作为谐振电路的一部分，可完全消除开关导通时的电流峰值与断开时的电压峰值。,零电压准谐振变换器,电压谐振开关也分为半波与全波两种，如图示,零电压准谐振开关变换器初始条件：开关稳定导通，负载电流经过开关谐振电感负载流动。电容上电压被开关钳位到零。负载电流是常数，二极管截止。,电路的工作过程如下：,模式1 T0，T1 开关断开，谐振电感L中的电流（负载电流）经谐振电容C流动。 VC直线上升。当VC等于VS，此模式结束。称电容充电模式。,模式2 T1，T2当VC等于VS后，DR开始导通，C与L串联谐振。随着C上电压的升高，振荡电流变小。当VC达到最大值时，电感电流为零。,紧接着，电容经VS反向振荡，VC变小。当VC再次等于VS时，反振电流最大。当VC等于零时，（此时反振电流不为零）此模式结束。,半波模式：模式2 T2，T3 当电容电压等于零后，与开关并联的二极管导通。电感电流改经二极管流动。由于谐振电感上的电压为电源电压，所以，电流按直线规律变化，反向电流线性变小直到零。,随后，在VS作用下，开关电流线性变大。当IL等于负载电流时，DR截止。此状态结束。显然开关两端的电压是单向的（半波模式）。这称电感充放电模式。,模式4 T3，T4 开关稳定导通，负载电流流过开关。电容电压被开关钳位到零。,全波模式：模式2 T2，T3 前边的过程与半波相同。 LC经电源反振，使VC反向。反振电流到零，电容反压达到最大。 电容反压使开关不能导通，LC正向振荡。 当VC到零开关反压解除，开关Q导通。,然后是电感充电与稳定导通，见前。,对零电压开关四种状态定量分析：,状态1t0，t1 电容初值为零，流过电容的电流为负载电流（半波、全波模式相同）。,状态1所需时间：,结束标志：VC等于VS。,状态2t1，t2 续流管导通，LC谐振。电路的状态方程是：,初始条件：vC(t1)=VS，iL(t1)=IO。解此状态方程，得：,为实现零电压开关，电容电压VC必须要回到零。零电压开关的条件是：,在半波模式，电压VC变为零时由反并联二极管钳位到零；对全波模式，电压VC变为零后反向振荡（在此期间给S“ON”信号）。电压VC再变为零时谐振结束，转到下一状态。因此这两种情况下，谐振都是在电容电压为零时结束的。,半波时,全波时,状态3t2，t3 电感充放电。谐振结束后电感以（电源电压）消磁，电感中电流线性减小。电路的状态方程是：,在半波与全波模式中，电感电流的变化略有不同。当电感电流等于负载电流，续流二极管截止，此状态结束。所以可得这一状态所需要的时间：,状态4t3，t4 续流二极管截止，流过开关的电流为负载电流。这一状态持续到下一次开关断开为止。 从上分析知：在ZVS-QRC中，当开关截止时电容上的电压脉冲宽度由谐振电路决定，输出直流电压为电源电压与电容上的平均电压之差。为改变输出电压，需要进行频率调制。 即：保持开关的导通时间不变，改变开关的开通时间。,PWM基本电路统一模型,表1 统一模型各参数间的关系,PWM基本变换器可用图示模型来表示。称为统一模型。其基本关系如表所示。 根据统一模型，可得到主管S、二极管D两端的电压波形。根据电压波形可计算出开关S、D两端电压的平均值：,根据上述电路和波形可得到稳态电压比，如下表所示,研究零电流准谐振变换器发现也可用一个统一模型来代表全部的零电流准谐振变换器。注意到升压变换器中二极管的位置可以变化，这种变化不影响电路的基本拓扑关系。,零电流准谐振变换器统一模型,由统一模型可知，不同的变换器只需要经过各量的变换即可得到。注意：在稳态电路中，电感上的直流电压为零。 零电流准谐振变换器统一模型各参数间的关系如下：,比较零电流与零电压准谐振变换器，可发现这两种电路具有对偶的性质：如果将其波形图中的电压与电流对调二者完全相同。所以，准谐振变换器出可用统一模型来分析，由对偶性知，二者的状态变量有相同的表达式。,ZVS-QRC统一模型,1半波模式,电感电流与电容电压是：,式中，0-t1为开关、二极管均关断时间；t1-t2为S断D通时间；t2-t3为S、D均通时间；t3-t4为S通D断时间。,各个时间值可由电路的参数算出（参见上述分析）。所以：,将电感电流与电容电压在一个周期中积分，求出其平均值VC和IL,式中,同样，电容电压的平均值,2全波模式,电感电流与电容电压是,电感电流与电容电压在一个周期中的平均值是,式中,3零电压开关的条件,4电路稳态分析,按表1外接电源、负载可得到基本变换电路。以Buck电路为例,对全波模式,多谐振变换器,多谐振变换器指在一个开关周期内有多种谐振拓扑。多谐振开关分零电流与零电压种。用多谐振开关代替基本变换器中的PWM开关即得到相应的ZCSMRC或ZVSMRC。,PWM 变换器变换成为MRC的方法： 零电压型：在有源开关旁并一个电容；在整流二极管旁并一个电容；在开关管与二极管回路间插入一个电感； 零电流型：在有源开关中串入一个电感；在整流二极管中串入一个电感；在开关管与二极管回路间并入一个电容器。,ZVS MRC 工作过程分析,以 BUCK 型 ZVS MRC 电路为例。电路的一个完整的周期可以分为四种基本的工作模式 ：,模式 1 ：开关S在零电压下导通，电感电流小于负载电流，续流管导通续流。其上流过的电流为负载电流与电感电流之差。,模式 2 （谐振拓扑模式 1 ）：当电感电流上升到负载电流后，续流二极管 D 断开， L 与 C2开始谐振。该模式到开关 S 断开时结束。,在这段时期，电感电流在输入电压的作用下线性上升。称电感充电模式。电感电流等于负载电流此模式结束。,模式 3 （谐振拓扑模式 2 ) ：当开关 S 在零电压条件下（ C作用）关断后， L 、C1 、C2共同谐振。由于电容 C1的加入，谐振频率发生了变化(由于C1上的电压原因，DS不能导通)。当C2上的电压为零时续流管导通，该模式结束。,模式 4 （谐振拓扑模式 3 ) ：此时开关 S 仍然关断、续流二极管导通将电容 C2 短路，只有电容 C1 与 L 谐振。直到开关 S 两端电压为零时， S 再次导通，电路重新回到电感充电模式，电路工作模式循环。,ZVS MRC 的主要特点 ZVS MRC 的输出电压的调节也是通过调节开关频率来实现的。它的输出调节特性优于 ZVS QRC 。由于电路考虑了开关与整流二极管的结寄生电容的影响，二者都能在良好的条件下完成开关动作。ZVSMRC 的另一个主要优点是在负载变化较大时开关管承受的电压应力较低。可以选用结电容较大的整流二极管。其主要缺点是开关的电流应力较大。,与 ZVS MRC 相对应的有 ZCS MRC （零电流多谐振开关变换器）。可以用与之对偶的方法进行分析。但由于零电流多谐振开关未将开关寄生电容纳入谐振，限制了其高频应用。,零电流开关零电压开关 PWM 变换器,ZCS/ZVS PWM 变换器是 PWM电路与 QRC 电路的结合，它既可以像 QRC 电路那样为主功率开关管创造零电流、零电压开关条件，又可以像常规 PWM 电路一样，通过恒频占空比调制来调节输出电压。,为实现 PWM 控制，必须要能将 QRC 电路中的谐振过程阻断。阻断振荡有两种方法：用一个辅助开关与 QRC 电路中的谐振电容串联，称为串联模式；另一种方法是用一个辅助开关与 QRC 电路中的谐振电感相并联，称并联模式。,ZCS 一 PWM 变换器,图示一个 Buck 型 ZCS 一 PWM变换电路。该电路在谐振电容上串联了一个功率开关S2 及其反并联的二极管，它属于串联模式。 ZCS 一 PWM 变换器共有 6 个基本工作模式。,初始情况是 S1S2均断开，续流管续流。,模式 1 ：电感线性充电模式。主管 S1导通，电感上的电压为电源电压，于是电感电流线性上升。当电感电流达到负载电流时续流二极管关断，该模式结束。,模式 3 ：电感恒流模式。若 S2不导通，负载电流经电感 L 流动，电源为负载供电。这是PWM模式。,模式 2 ：谐振模式。当续流二极管关断后，谐振电容与电感产生串联谐振。谐振电流经S2的二极管流动，电容电压升高。当电感电流回落到负载电流时，电容电压达到 2 倍电源电压。由于 S 2中 D 的单向性，电容电压保持不变， D 截止。,模式 4 ：谐振模式。当导通S2时，电容经电感反向振荡。振荡使流过S1中的电流变小并最终到零，然后电流经 S1中的二极管流过，给S1创造零电流关断条件。同时C中的储能被反馈回直流电源。当电容电流回落到负载电流时S1中的 D 断开，该模式结束。 S1必须在其二极管停止导电前关断。,模式 5 ：电容恒流放电。此时，电容为负载供电。负载电流经 C 流动，电容电压线性下降。当电容电压为零后，续流管导通续流。,从以上分析知，拓扑模式 1 、 2 、 4 、 5 与 ZCS QRC 完全相同，而拓扑模式 3 、 6 则是标准的 PWM 运行模式。所以，这种变换器称为 ZCS PWM。,ZCS 一 PWM 变换器的主要特点：,变换器输出电压可由调节占空比来进行控制。主管零电流关断条件与 QRC相同。主管电流应力大，整流管子的电压应力大。由于谐振电感在主功率电路上，所以 ZCS 条件与电源电压、负载状态有关。,模式 6 ：续流模式。续流二极管导通，负载电流经它流动。,ZVS 一 PWM 变换器,图示Buck 型 ZVS 一 PWM变换电路。该电路是 ZCS 一 PWM 变换器的对偶。电路中开关S2与谐振电容C串联。电路共有 6 个基本工作模式。,假定初始情况是 S1稳定导通，负载电流由电源经S1、谐振电感L流向负载。,模式 1 ：电容恒流充电模式。当主开关S1关断（零电压下关断、电容 C 经 S2与S1 并联）后，负载电流经电容流动，电容恒流充电。当电容电压等于电源电压时，该模式结束。,模式 2 ：电容谐振充电模式。电容电压等于电源电压时，续流二极管 DR 导通，负载电流向续流管转移，电感与电容开始振荡。当电容电压达到最大值时，由于S2中的 D2的单向性，电容电压保持， D2截止。,模式 3 ：续流模式。 PWM 模式。在S2 未导通前，负载电流经DR续流。,模式 4 ：电容谐振放电模式。 S2（在零电流条件下，因电感与其串联，电感电流为零）导通后，电感与电容再次产生谐振，直到电容电压为零时为止。,模式 5 ：电感充放电。电容电压为零时S1 中 D1导通（S2通时C1与D1并联），电感电流经 D1向电源放电，所以电感电流直线下降。当电感电流下降到零前，S1已经给出零电压下导通信号，所以当电感电流下降到零时将立刻通过导通的S1 反向线性增大。,模式 6:S1稳定导通模式。 PWM 模式。电感电流等于负载电流时，续流管断开 。,从以上分析知，拓扑模式 1 、 2 、 4 、 5 与 ZVS QRC 完全相同，而拓扑模式 3 、 6 则是标准的 PWM 运行模式。,ZVS 一 PWM 变换器的主要特点：变换器输出电压可由调节占空比来进行控制；辅管是零电流通断。,为实现软开关条件，谐振电流应当小于负载电流（见模式2）； ZVS PWM 变换器主管在零电压下导通（见模式5）关断； 电压应力过大并且与负载有关。由于谐振电感串接在主电路中，其 ZVS 条件与电源电压与负载有关。当电路轻载或空载时，可能失去 ZVS 的条件。,零电压转换与零电流转换ZVT /ZCT 一 PWM 变换器,在上述的各种变换拓扑中的问题： 显著地增加了开关管的电压或电流应力，使电路的损耗明显增加并增大了电容、电感的尺寸与重量。 将谐振元件放在电路的主功率通道上，除了增加开关的应力外，还使电路有很大的环流能量，增加了电路的损耗。 储能元件的储能依赖于输入电压与输出负载。影响了电路的“软”工作区域。 ZVT /ZCT PWM 变换器的主要特点： 将谐振网络从主功率通路上移开，其谐振网络与主开关并联。在很短的一段时间间隔内，辅助电路起作用，为主管创造 ZCS 或 ZVS 的开关条件。转换结束后，电路回到常规的PWM 工作方式。,ZCT PWM 变换器,零电流转换开关的结构示意图。其中S1为主开关；S2为辅助开关。将此开关引入常规的 PWM 开关变换器中即得到相应的 ZCT PWM 变换器。,以 BOOST 型 ZCT PWM 变换器来说明电路的基本工作原理。电路中， S1为主管， S2为辅管，电路的初始状态：,主管 S1与辅管 S2均为关断状态，输入电流经升压电感、续流管给负载供电。电容C上有初始电压（上正下负）,模式 1 ：主开关 S1 导通。升压电感储能，同时，谐振电容与电感通过 S1 、 D2谐振，当电容电压极性颠倒并达到负的最大值时，该模式结束。,模式 2 ：升压电感继续储能。电容电压保持不变。谐振电感电流保持为零。,模式 3 ：在关断主管前导通辅管 S2 。 S2导通后 L 、C与 S2 、S1构成谐振电路。当谐振电流等于输入电流时， S1 中的电流为零，之后，谐振电流继续增大，与 S1 反并联的二,极管 D1导通。经 1 / 4 周期，电流达到最大值然后下降。当电流下降到再次等于输入电流时， D1中电流为零， D1关断，该模式结束。当 D1导通时 S1 可实现零电流关断。,模式 4 ：当谐振电流下降到输入电流时， D1截止、 DR 导通。此时关断 S2 , L 、C 通过 D2构成谐振回路产生谐振，,电容电压上升，谐振电流下降。当谐振电感电流下降到零后通过续流二极管的电流为电源电流，此时该模式结束。,模式 5 ：当电感电流下降到零、电容电压上升到最大值之后由于电容无放电路径，电路停止谐振，电路进入常规 PWM 模式。升压电感向负载放电。电路回到初始状态。,主要波形如图 所示。,BOOST 型 ZCTPWM 电路的主要特点：,为实现主管的零电流关断必须使谐振电流的幅值大于输入电流的幅值。否则主管无法实现零电流关断。 由于主管是在零电流下关断，它降低了 IGBT 类开关的关断损耗（ IGBT 有大的尾部电流）而主管的电压与电流应力没有大的增加。 软开关条件与输入、输出无关。 主管是硬开通的，有大的开通损耗； 辅管是硬关断的；有大的关断损耗。 为解决上述问题，有大量的改进方法,ZVTPWM 变换器,图为零电压转换开关的结构图。将此开关引入常规的 PWM 开关变换器中即得到相应的 ZVT PWM 变换器。,电路的初始状态是主管S1 与辅管 S2均为关断状态，输入电流经升压电感、续流管 DR 给负载供电。由于 DR 导通，C上电压为输出电压，极性上正下负。,模式 1 ：导通辅管S2（零电流下导通），谐振电感中的电流在输出电压的作用下线性增大，二极管 DR 中的电流线性下降。当谐振电感中的电流达到输入电流时 DR 截止，此模式结束。,BOOST 型 ZVT PWM 变换器电路如图。电路的基本工作原理如下：,模式 2 ：谐振电感中的电流等于输入电流、 DR 断开后，输出电压对电容 C 的强制作用解除。所以 L 与 C 开始谐振， C 中储能向 L 中转移，电感电流继续增大。当电容电压变到零时，电感电流达到最大，此时该模式结束。,模式 3 ：当电容电压到零时，与 S1反并的二极管 D1 导通，电容电压被钳位到零，谐振电路停止谐振，电感电流保持恒定。此时 S1 在零电压下导通。当 S2关断时此模式结束。,模式 4 ：辅助开关S2硬关断。谐振电感电流通过二极管 D 流向输出端，并在输出电压 VO的作用下线性下降。由于谐振电感电流大于输入电流， D1将导通续流，以满足 KCL 。当谐振电感电流下降到输入电流时D1中的电流为零。当谐振电感电流下降到零时， S1 中的电流上升到输入电流的值（注意到此时 S1 已经给出了导通信号）。本模式结束。,模式 5 :S1中的电流为输入电流值。电路保持这种状态，即 S1导通， D1 、 S2 、 D2均关断，电路以常规 PWM 方式运行，谐振电感电流与电容电压均为零。,模式 6 ：关断 S1 。由于电容的作用， S1是零电压关断（电容电压不跳变）输入电流经电容流动给电容恒流充电，电容电压线性升高。当电容电压上升到输出电压时，续流管DR导通，此模式结束。,模式 7 : DR 导通，主电路回复到初始状态，。电路以常规 PWM 方式运行。,ZVT PWM 变换电路的主要特点：,优点：主开关S1 在零电压条件下完成导通与关断。主开关的电压与电流应力未有明显地增大；当负载及输入电压在宽的范围内变化时，均可实现软开关过程；环流能量小。可采用 PWM 方式来控制输出电压。,缺点：辅助开关 S2处于硬开关状态，即S2在高电压、大电流下导通与关断，这造成大的损耗并危及S2的安全。 目前有许多改进的电路拓扑方案，对改善 S2的工作条件有明显的作用。但都需要在电路中额外增加元件，从而使电路复杂化。,B00ST 型 ZCTPWM 变换电路与工作波形示意图。,软开关技术还在继续发展。人们不断地探索电路拓扑简单而特性理想的电路。,移相全桥软开关变换电路,基本移相全桥零电压开关PWM变换器主电路如图。它是利用MOS管的结电容与变压器的漏感作为谐振元件，使四个开关在零电压条件下开、断。通过移相控制来实现输出电压的调节。,基本工作过程如下：设电路的初始状态是Q1Q4导通，输出二极管D5D8导通。,1 . 由于输出滤波电感两端的电压为正常数，所以变压器的原边电流按直线规律上升。,3 . D2导通，电路处于环流状态。原边电流在NVO的作用下衰减。,2 . 关断Q1。由于C1C2的作用，Q1是零电压关断。线路电感与C1C2谐振，结果使C1上的电压增高C2上的电压降低。这个振荡过程比较复杂。由于滤波电感很大，原边电流近似不变，故VC2 可看作是线性下降。当VC2为零，D2导通，该过程结束。,4 . 开关Q4在零电压下（C3C4作用下）关断。由于变压器原边电流下降，使副边电流小于滤波器电流，结果整流二极管D6（或D7）导通。形成副边短路。之后，变压器漏感与C3C4谐振，使C4充电C3放电。当VC30，VC4VS时，该过程结束。注意到VC30时，变压器支路电压为VS。,5 .当VC30，D3导通。C3被钳位到零。整流二极管的状态不变，原边电流继续线性下降。当原边电流下降到零后D2D3关断，Q2Q3零电压导通，电流反向线性增大。,漏感支路电流反向上升，二极管状态变化。当副边电流达到滤波电感电流，D8截止。,负半周的工作情况与正半周相同。波形图如图。,零电压开关条件 1谐振电路应当保证通过谐振使导通管结电容完全放电； 2驱动信号必须导通管结电容完全放电后给出。同一桥臂上的通断信号间的间隔应当大于相应的结电容充放电时间。参见波形图。 由于超前臂与滞后臂的情况不同需要分别考虑。 超前臂谐振电路：电感为漏感、滤波电感折算值、变压器磁化电感等组成。由于滤波电感折算值大，C1C2可当作是恒流充放电。要保证VC2下降到零，应当满足：,滞后臂谐振电路：电感为漏感。要保证VC3 VC4下降到零，应当满足：,占空比损失 占空比损失是由于副边出现三个二极管同时导通的现象所产生的。参见波形图。原边电流变化率越大，占空比损失就越小。 在输入电压最低、负载电流最大时占空比损失最大。 优、缺点： 1利用开关的分布参数，可取消缓冲吸收电路； 2功率开关零电压开通与关断； 3恒频控制； 滞后臂在轻载下失去零电压条件；原边有较大环流；有占空比损失问题；整流二极管是硬开关。,