(完整版)基于ADS的LNA仿真与分析

重庆邮电学院研究生堂下考试答卷2012-2013学年第2学期考试科目微波电路姓名XXX年级2012级专业XXXXXX2013年7月4日基于ADS的LNA仿真与分析一、前言低噪声放大器(LNA)在卫星通讯系统，雷达系统以及无线通讯系统中都有着广泛的应用。其设计目标是要在输入端噪声系数不超过给定值的条件下获得尽可能高的增益，由于最大功率增益和最小噪声系数是不能同时兼得的，因此在大多数情况下，不得不舍弃一项而保全另一项指标已达到设计要求。目前在微波通信、GPS接收机、遥感遥控、雷达、电子对抗、射电天文、大地测绘、电视及各种高精度的微波测量系统中，低噪声放大器已经是必不可少的组成部分。处于通信系统接收电路的前端，低噪声放大器具有放大信号和降低噪声干扰的双重作用，能够在很大程度上提高通信系统的灵敏度。低噪声放大器可以很好的抑制电路后级噪声。对于一个接收系统来说，一级噪声系数是对整个抑制噪声系统影响最大的，整个电路后级的噪声系数主要由它决定。因此，低噪声放大器的线性度可以对整个系统的线性度以及共模噪声抑制比产生很重要的影响。由此可以看出低噪声放大器的性能对整个接收系统的噪声性能都有很大的影响，对整个通信系统噪声系数的降低以及稳定性的提高也起着决定性的作用。对于低噪声放大器的基本性能要求是：噪声系数低、足够的功率增益、工作稳定性好、足够的带宽和较大的动态范围。如果电路中的低噪声放大器噪声系数降低，那么整个接收机系统的噪声系数也会变小，使信噪比得到改善，灵敏度得到提高。本文所设计的是一级放置在接收机最前端的低噪声放大器，由于它的噪声系数较小，而接收系统经过合理的增益分布后，噪声系数主要由低噪声放大器决定。二、低噪声放大器的设计原理2.1低噪放基本构造低噪声放大器英文名称为Low-NoiseAmplifier，简称为LNA，是一种位于放大链路输入端，针对给定的增益要求，引入尽可能小的内部噪声，并在输出端获得最大可能的信噪比而设计的放大器。一般用作各类无线电接收机的高频或中频前置放大器，以及高灵敏度电子探测设备的放大电路。在放大微弱信号的场合，放大器自身的噪声对信号的干扰可能很严重，因此希望减小这种噪声，以提高输出的信噪比。现代的低噪声放大器大多采用晶体管、场效应晶体管；微波低噪声放大器则采用变容二极管参量放大器，常温参放的噪声温度Te可低于几十度(绝对温度)，致冷参量放大器可达20K以下，砷化镓场效应晶体管低噪声微波放大器的应用已日益广泛，其噪声系数可低于2分贝。放大器的噪声系数还与晶体管的工作状态以及信源内阻有关。在工作频率和信源内阻均给定的情况下，噪声系数也和晶体管直流工作点有关。为了兼顾低噪声和高增益的要求，常采用共发射极一共基极级联的低噪声放大电路。低噪声放大器电路原理图如图1所示：图1低噪声放大器电路原理图2.2低噪放设计原理LNA是射频接收机前端的主要部分，它主要有四个特点：第一，它位于接收机的最前端，这就要求它的噪声系数越小越好。为了抑制后面各级噪声对系统的影响，还要求有一定的增益，但为了不使后面的混频器过载，产生非线性失真，它的增益又不宜过大。放大器在工作频段内应该是稳定的；第二，它所接受的信号是很微弱的，所以低噪声放大器必定是一个小信号放大器。而且由于受传输路径的影响，信号的强弱又是变化的，在接受信号的同时又可能伴随许多强干扰信号输入，因此要求放大器有足够的线型范围，而且增益最好是可调节的；第三，低噪声放大器一般通过传输线直接和天线或者天线滤波器相连，放大器的输入端必须和他们很好的匹配，以达到功率最大传输或者最小的噪声系数，并保证滤波器的性能；第四，应具有一定的选频功能，抑制带外和镜像频率干扰，因此它一般是频带放大器。噪声系数和增益对整机性能影响较大，要实现理想功率传输，必须使负载阻抗与源阻抗相匹配，这就需要插入匹配网络。放大管存在最佳源阻抗Zsopt,因此LNA的输入端应按Zsopt进行匹配，此时放大器的噪声系数为最小。而为了获得较高的功率增益和较好的输出驻波比，输出端则采用输出共轭匹配。如果增益不够，则需要采用多级放大电路。原则上前级放大器相对注重噪声系数性能，后级放大器则相对注重增益性能。也就是说，输出端口和级间针对增益最大和平坦度进行匹配电路设计。常规单级放大器的原理图如图2所示：SL射频源Pine:输入匹配网络输出匹配网络负载in图2常规单级放大器原理图图中：P表示放大器入射功率，P表示负载吸收的功率incLr表示输入反射系数，r表示源反射系数insr表示负载反射系数，r表示输出反射系数Lout噪声系数可由式3计算，在多级网络级连时，降低第一级的噪声系数并提高其功率增益，对总噪声系数的减小至关重要。F-1F-1F-1F=F+2+3+.+K+(2.1)out1GGGGG.GA1A1A2A1A2A(K-1)因此，必须保证放大器的绝对稳定，判定条件如式4所因为高频段FET都存在着内部反馈，当反馈量达到一定强度时，将会引起放大器稳定性变坏而导致自激示：1-S112-S1222+D22S122211(2.2)D=SS-SS11221221，SS1-S1221式中：2.3低噪放设计步骤低噪声放大器的一般设计步骤如图3所示SS1-S1221:222211图3低噪声放大器的一般设计步骤三、低噪声放大器的主要技术指标低噪声放大器的主要指标包括：工作频率和带宽、噪声系数(NF)、增益以及增益平坦度、稳定性、动态范围、输入输出驻波比和反射系数等，其中对整个系统影响最大的指标是噪声系数和放大增益。3.1 工作频率和带宽放大器的工作频率及带宽是指其在放大器频域上的能够达到期望工作特性的频率响应范围，这个指标也被称为放大器的通频带。其中通频带和中心频率的比值被称为相对带宽。通常人们用相对带宽的概念来描述放大器的带宽大小，相对带宽：BW=f-f(3.1)0窄带宽带放大器的定义取决于相对带宽，相对带宽小于10%的称为窄带放大器，大于30%称为宽带放大器。带宽与增益和噪声系数存在矛盾，当带宽过宽时就很难获得较低的噪声系数。因此低噪声放大器的相对带宽一般都选为20%左右。3.2噪声系数放大器中的噪声包括高频噪声和低频噪声，在LNA的设计中只需考虑高频噪声的影响。高频噪声可分为热噪声(也称Johnsonnoise)和散射噪声，这两种噪声的产生机理不同，其中对LNA影响最大的是散射噪声，散射噪声会随着频率的上升而逐渐增大，因此，LNA在高频的噪声系数NF欠佳，主要就是由散射噪声引起的。放大器有单级和多级之分，不同放大器的噪声系数也不相同。因此，在设计时，要考虑的因素也不相同。具体如下：噪声系数通常用分贝表示：NF(dB)=101gNF(3.2)(1)对于单级放大器而言，其噪声系数为：4r|r-rF=F+nminsopt(3.3)(1-|rF)1+rs(式中，F为晶体管最小噪声系数，由放大器本身决定，r是晶体管等效噪声电minn阻，r是晶体管输入端的源反射系数，r是获得最佳f时的最佳源反射系数。soptmin由式(3.3)可知，放大器的噪声系数f主要由r决定，也就是输入端的匹配电路,s且当r=r时，可以得到理论上最低的噪声系数f=f。另外，r值应该尽量小,soptminn以减小加工制程、原件误差对放大器的影响，但通常情况下r和F是相互牵制nmin的，同样噪声系数和增益或输入端的驻波系数也是相互制约的，因此LNA的设计需要对这些参数指标做综合考虑与权衡。(2)对多级放大器而言，其噪声系数的计算公式为：(F-1)(F-1)F=F+3+AiGGG112式(3.4)中，F为第n级放大器的噪声系数，G为第n级放大器的增益。由式nn(3.4)可知，第一级放大器的噪声和增益在整个级联系统中处于很重要地位。在某些噪声系数要求极高的系统中，由于噪声系数很小，用噪声系数表示不方便，通常采用噪声温度表示，则噪声温度T与噪声系数NF的换算关系：eT=T(NF-1)e0式中，T为环境温度，通常情况下，T为290K。003.3增益以及增益平坦度增益是表征放大器对有用信号放大能力的一个参数。增益为放大器的重要指标之一，放大器功率增益的定义有很多，有源端共轭匹配状态下的转换功率增益G、源端和负载端均匹配的状态下的资用功率增益G以及电路实际功率增益TAG等。Popt(3.4)(3.5)GPG=L-TPAVS(3.6)PG=亠(3.7)pPINPG=avn(3.8)AAVS其中P为晶体管或匹配网络输入功率，P为负载所获得的功率或匹配网络INL的输出功率，P为源端匹配状态下的源端资用功率，P为匹配状态下的负载AVSAVN所获得的资用功率。理想的放大器，在其工作的带宽内，对信号的增益应该为一恒定的常量。实际的放大器由于一些频率的失配，放大器在带内的增益会显现出上下起伏的增益。增益平坦度是指放大器在工作频段内增益波动也叫带内纹波，常用频带内最高增益与最低增益之差来表示，如图4所示，用公式来表示为：低噪声放大器能够正常工作必须满足的首要条件之一是其在工作频段内的稳定性，否则会产生自激振荡。稳定性取决于晶体管的S参数和输入输出网络的反射系数。当晶体管确定工作频率和偏置，也就是晶体管的S参数成为定值后，只要满足式(3.10)-式(3.11)，则晶体管绝对稳定。|A|=SS-SS0I11I22IIK=HHs222+A22|SSI1122111(3.12)式中，K为Rollett稳定因数。运用ADS仿真时，通常用StabFactl来判定放大器的稳定性。如果不满足绝对稳定状态，通过增加稳定电路设计使晶体管工作在稳定状态。常用的稳定性设计方法有：(1) 在输入输出端串并联电阻。由于在输入端增加电阻会产生噪声并且会被放大器放大，因此在LNA设计中，一般不会用在输入端增加电阻的方式提高放大器的稳定性。(2) 采用隔离器。在多级放大器中，由于各级之间反射波的存在，可能会引起系统电路的振荡。因此，在级间增加铁氧体隔离器，能有效防止自激振荡。(3) 源极串接阻抗负反馈。在源极和地之间串接一段相当于电感性元器件的微带线，从而构成负反馈电路，但负反馈会降低增益。此外，采用n形或T形衰减网络，或采用适当的偏置电路等方法，均可提高放大器的稳定性。3.5动态范围在低噪声放大器的设计中，应充分考虑到整个接收机的动态范围，以免在进入接收机后造成严重的非线性失真，一般应选择低噪声放大器的三阶交调IIP3较高一点，至少比最大输入信号高30dB，以免大信号输入时产生非线性失真。无线系统的噪声系数取决于前级放大器的噪声系数，LNA主要完成接收信号的放大，决定射频子系统的噪声系数和动态范围。动态范围下限基本取决于放大器噪声系数：P=N(kTAf)M(3.13)min动态范围的上限是受非线性指标的限制，因此对LNA的基本要求是极低的噪声系数和高的动态范围。3.6输入输出驻波比低噪声放大器的输入输出驻波比,它表征了端口回路的匹配情况。很多低噪声放大器为了获取最小噪声,而按照最小噪声设计输入匹配电路,也就是获得接近最佳噪声匹配。而在设计输出端匹配网络时,往往最大的考虑是为了获得最大功率和最低驻波比。所以,低噪声放大器的输入端总是存在某种致使系统不稳定的失配.通过插入损耗很小的隔离器,可以解决这种失配引起的端口反射。3.6噪声系数与灵敏度关系噪声系数是指信号通过放大器之后，由于放大器产生噪声使信噪比变坏，而信噪比下降的倍数就是噪声系数。其定义为：(3.14)P/PPsi=siP/PnPsononi式中，n为放大器输出端确定的信噪比。而接收机灵敏度是维持接收机正常工作时，输入端所必需的最小信号功率(或电压)。在理想条件下，接收机内部噪声所决定的灵敏度作为衡量接收机质量的标准，则称为最高灵敏度。设天线的输入信号为E，则P=E2，P为源内阻的热噪声，即ssisniP=4kTRAf，于是(2.1)式可写为：nisnE2F=(3.15)n4kTRAfsn则可检测的最小信号为：E=4kTRAfnF(3.16)ssn式中，R是天线等效电阻，Af是接收机通频带宽度，k是波尔兹曼常数sn(1.38X10-23J/K)，T为室温17oC(290K)。从式(3.16)可看出，若给定接收机的输入电阻、全机同频带宽以及接收机的输出信噪比，其接收机灵敏度可直接由噪声系数决定。四、低噪声放大器的仿真设计4.1 仿真软件简介目前低噪声放大器设计通常采用CAD、EESOF、MWOffice和AdvancedDesignSystem等方式。ADS是Agilent公司开发的一种功能强大的射频电路设计和仿真工具软件，对小信号特征进行的S参数仿真非常适用于低噪声放大器的仿真设计。本次仿真设计所采用的软件是ADS2009(AdvancedDesignSystem2009),它是Agilent公司2009年推出的新版本的EDA软件，它集合了多种EDA软件的优点，可以进行时域、频域仿真，数字电路、模拟电路仿真，线性、非线性仿真等等，由于其强大的仿真功能和较高的准确性，受到了人们的普遍认可。ADS2009最大的特点就是集成了从IC级到电路级直至系统级的仿真模块。其中ADSMomentum模块是一种对3D进行简化的2.5D电磁场仿真器，适合于第三维度上的均匀变化的结构仿真，其仿真速度极快，同时也可保证与主流3D电磁仿真软件具有相当的精度。本次仿真设计采用Agilent公司的AT-41533低噪声晶体管实现低噪声放大器，晶体管的电气性能参数如图5所示。所设计低噪声放大器的主要指标为：工作频带1.2-1.4GHz(载波频率1.3GHz)；增益大于10dB；噪声系数小于1.5dB；无条件稳定。SyimtuParanieterUElItNAbsoluteMasimuirnlLlVolhigeV1岛也Collector-Ba&eValUgeVdOVteo(ZdlLBtLar-EimitLerV12h-CollctturCiLmcntmA50FtPoweDissipation121mW225巧JmicticinTemperatureeC150TjmiStorageTuHLpuraturcDC-dstdisoAT41511tAT-41533AbsoluteMaxirtiuitiRatingsThermalNolw；1.Oper-aLijojiuftluh-djencifmiyujuudFpiirumrUErKnwcuiislpuniwk*iil=古印忆-3.DtmEKul1iilWwCfii$26C.图5AT-41533电气性能参数4.2 晶体管的直流工作点扫描在低噪声放大器设计之前，首先确定静态工作点和偏置电路，即对晶体管进行直流工作点的扫描，实际就是直流仿真过程，图4.2是利用ADS软件的Template-BJT_curve_tracer进行直流工作点扫描的电路原理图。图4.3为直流工作点扫描曲线。Prate.DCn3-1VARIVCE-DVIBB-DA-4-fV_DC：_=_SRC1.Vdc=VCE415旳219S5D12SFritficf=-DdD-3.1DGHr-DCQC1I-SUrt=D3top=-5StepD1l|blspi&nnpidedispcemplBJTtLrffiDracerid-PRAJVIEIERSWEEP Sweep!.&*eepar=neB!,.ShiIrianceName|i|=015ItInSzmccNanie|2|=SinFnslanceName|3|=irftlanceNaiH9|4.|ta kislaceName|5|=-”IniarieaNameG|”Slart-2DuASlgp=iDOuAiep=1DiiABJ.TunngT甩卯图6直流工作点扫描电路原理图BJlDCCollectorCurrentvs.CoIIIector-EmitterVoItagewithBJT_cu：rveJfKerSchernatlcTemplele8B=1000E-4G0=S.OOflE-560=8.000E-56B-TCC0E-56B-5CCCE-56B-5CCCE-56B=1000E-56B=-3Q00E-56B-2000E-5图7直流工作点扫描曲线由图7可读出，VCE=3V,IC.i=0.013mA。需要注意的是，实际器件参数和ADS器件库中的模型参数可能会有一定差异，工程实践时需按要求做出相应调整。4.3 稳定性分析对晶体管AT-41533进行S参数扫描，在原理图中加入2个稳定性测量控件，分别是K:K=stab_fact(S)B:B=stab_fact(S)函数返回Rollett稳定因数；B:B=stab_meas(S),stab_meas(S)函数返回稳定量。图8为稳定性分析的电路设计图；图9为晶体管的各个S参数曲线；表1列出工作频带附近的K、B值。OPTIONS Opll&fiiQpHionsITimp-16S6Tnom=2SV_Rsnoi=1e-6V_Ab(slat=1e-SV- LRm1bl=2-E.13101=16-12AGisAllWarniingy&feMaxlVarnings=10StabMeas-S=Eab;_meas(SiSlabFacl|-StabFactKK=slab_factS|賠|Displaylemplate-drs-ptempl.SParamsQuaddBS-FVRAMERS目.Pig啪ITTSRIStefl-0.1GHzStop=5.1GHzStp-005GHieTermNium=1lZ-SOOhmSmiihFwfMno-10.10-S.iqGHrTurn2Num=2Z-&0CHm图8S参数扫描的电路原理图竄欝X1P?密曹n2i=a=l3C0&Z?图9晶体管的各个S参数曲线由图9可看到，在1.3GHz处端口1的阻抗值为Z0*(0.667+j0.010),端口2的值为-5.680dB，S21即增益为9.603dB。说明此时晶体管的端口匹配并不好，增益也不够高，需要对其输入、输出端口进行阻抗匹配，来提高放大器的性能。表1工作频带附近的K、B值freqBK1.150GHz0.6911047100GHz0.C941.05012S0GHzD.7DD1.D661.300GHz07K10651.350GHz07071.0641400GHzQ.TQ71.0651.450GHz07K1.060从表1可看出，在121.4GHz的频带范围内，K值大于1，B值大于0由式(3.11)、(3.12)得出在此工作频带内系统无条件稳定，无需另外设计稳定电路。4.4 匹配电路设计4.4.1输入匹配电路的设计本设计的低噪声放大器置于接收机前端，由式(3.3)可知，当晶体管输入端的源反射系数r(Sopt)=r时，可获得最小的噪声系数F=F。optsmin通过对晶体管AT-41533进行SP模型扫描，中心频率为1.3GHz时，值是0.667+j0.010：使用Smith圆图工具，将输入反射系数S(1，1)设置为r共轭，用opt于最小噪声系数输入阻抗的匹配。图10为输入匹配的电路设计，图4.7为Smith匹配子电路。opnoNsJOptionsOpfohrslTgmp=16.S5-!Re)ifol=1e-6.7AkslnJ=1e-V5iart-Q1GHz510p=5.1GHZQHzi_Reny=ie-6l_AbsT&l-l6-12AGlwJWarningigsiesMa/iBirjrgs-WJeIITermdNuifl=1Z=5fiGhmDA_3mithChartMatchaiiDjfSmithChartMaiDli?w.AT41E3321935D125fermhlbrnWZ=50Ohmsp.SHf1B-isWBj匕仇“2.7VFrfeiDmCvlO.10-5.10GH?图10输入匹配的电路设计图11匹配子电路DispInyTcrrpiBKciisptempl,S_Ptinim3_QsDdi_cE_Smiiih-若匹配后，如果没有达到理想情况，可以将匹配子电路连接到原理图中，然后再使用ADS的Tuning功能对子电路的元件进行微调，使得结果达到最好，如图12-13所示。图14为输入匹配后阻抗圆图。.CPT1DNS.DiEprayTamplsEedrspttnrpl唱Pan&me-Quad-cElSnrth-pfioriS-1Tiim|S-1S.&S- Tnom=25.Relloh1e-6.VAhsW=1ff-SV.l_FL2Tdl=le-6 LAbaTsl-lB-ISAoW&Fiin-ga-IGs_paranSP1Stort=D.10i2GrfzStes-C.DBGHz0i3iF5jl：t=5mAFt&pmnt尸即.15.10君14才-TetitTBrmi!Z=&DDhmL1L=2.952441fihtieR-1e-l2Onrn=0.05GHzL1Qggjgjjid出前R=le-I2ai,CL.CU.LiyflC13U44祺土畑1：C?-tcmr：s一迴Iks.ELITITJi：13UQI-；D.D3W：图12匹配子电路连接到原理图中图13使用Tuning进行微调InjputRsflwiionCoe-ffilentSS=t.300GHz、S(1J：r=O015/3.111?呂rmei=20*t.CISCI+002；|m2Iraq(IDO.DLlHrto51000Hz)图14输入匹配后阻抗圆图由图14可知，进行输入匹配后，输入端口的阻抗特性得到了提高。4.4.2输出匹配电路输出网络匹配是由微带线实现的，采用RF4基板，具体参数为：基板厚度0.8mm；相对介电常数Er为4.3；磁导率Mur为1；金属电导率为5.88E+7；金属层厚度为0.03mm。如图4.11所示，通过ADS自带的微带线计算工具计算出微带线宽度1.52mm，如图16所示。MSublH=0.8mmEr=4.3-hlUF=1-Cond=5.88E+7.Hu=1.0e+033mmT-0.03mmTanD=1e4Rough-0mmMSub-MSUB图15介质基板的设置CaJoJaedRegijiiCordZDlpIMLINMLIN_CFA1JLT比孚上P-BidllrtCISEbcbkxl賊Par-anrteroAralpa-EI：:TFID|Maje_DEFAJULT仁Ell-32迎豊DB=ttOZIGkinD-qrf-i-aOPir情LinCMuntrthdV叵FileSimuhtianUpticnsHelpl&Sa-CommrmplIn岸i-1|-iiin21|0EWn-mT|T*刃|mm创|Q.D|irmd|6.KE+7|N/*jJw|1.S2I1GDrrffiL|32.iKHKimmIIWINA二Gjnh&回图16微带线尺寸的计算选择控件MLIN、MTEE、MLEF插入到输出端。设置2个优化GOAL,其对象分别是S(1,1)和S(2,2)，有一点需要注意的是，进行优化后输入匹配Smith圆图的参数也会有稍微的改变。图17为输出匹配的电路设计图，E.Dfifrn&aEZS曲：3(阳护情貼13kUhfc-.匡神刨I-：.Flf-f(1i=-J;E-&t&.7.jWjkj-1J:GHrUn：理rp-怜姿TtaTlIMTU-Iw&-I_Wib1=4.1b-U-沁叫勿呷TJjMW.rnpT=O.nimfflMo用HlWW1F=Ti-|lp1.2：GH!-T-toTf卩沁沱商迟=侖张空皿s平.SK4-图17输出匹配的电路设计图m4freq-13O0GHzdB(S(1n1)=-19.186ptlter=72Treq:cuz图18匹配后的S(l,l)曲线由图18可知，输出匹配后，对输入端口有一定的影响，但在1.3GHz处的S(1,1)值为-19.186dB,仍符合设计要求。m3freq=1.300GHzdB(S(2,2.503optlter72freqhGHz图19匹配后的S(2,2)曲线比较图9和图19中的S(2,2)曲线可以看到，进行输出匹配后,数得到了很大的改善，在1.3GHz处，其值为-11.503dB。7.5端口2的反射系m1freq=1.300GHzdB(S(2,1)=961325(cdBmp-10-15-20ForwardTransmissiondB0505211ptlter=O5，即放大器的增0.00.51.01.52.02.53.0354.0455.05fneq;GHz图20匹配后S21曲线由图4.16可以看到，输入输出匹配后，在1.3GHz处S21的值益为9.613dB，没有达到设计指标，所以电路需另外的优化。m2freq二1300GHznf(2)=1.380pttter=72图21匹配后噪声系数曲线由图21可以看出，在1.3GHz处的噪声系数为1.38dB,符合预期设计指标。i-.C3T3.22.F2.15i/V-/、丿/5121.2.22.53.23.54.24.55.2freq.GHz图22匹配后的稳定曲线从图22中可看到，在1.3GHz附近的稳定因子值大于1,因此能够保证系统工作的稳定性。4.5最终电路及结果为了达到设计目标，除了对输入和输出端口进行匹配外，对匹配子电路需要进行优化和微调，最终电路图如图23，图24为最后仿真结果。BEFT1H4S-CnvjrCpfafa-nafraJ千耳S?1勺贬4S*opIMmSKfrMGK皿rrF-严WMW5iihmEn-I.J-LjpH砲rHu=*IIk#E3.nwTiT-lillrm&AI訥.mi旦E.-L-.鐸*2：FA珂左fEF佑-E=HIll-SibFlUStiif!.帕11.”严awMfa*ErwniWJU.丘b143曲伯L*ZE*4?rrm|耳CfrFTlI-哥沏址6=W血n加|屮囿DuwEiraFn.-：.=注吊5宁临曾NarrursSetfeE临I.皀乃C2MLJW.WUlCITI.E；p-_d9Lr命（口伽匕仲审厂kr-血f订寸.RwaUnp1:QhtxF&r鼻Jj53金阳.-Wlfi.SrTi.彌rnm.vreirlEflirn!”WZ-IMinin.g&y_P?r?C-眄飞刚:吓SiTJrcu鷲sKfcjYGh5F厂詛呼H吋辭.iihBhku*ftn：Ui-|rkiKatr3a=l即”23-眄託赵軒吕1*）主訂曲Ia-5F1.N*T-I3H=聪亠yFbptf治中FFaf叩卜l壬iOu.Fh欣嗣Eaw&iJis-ve:.爭百鈕匸氏皿勺wf七mr=5!W*E*7rH7fFFfliJHajOtl35ca.图23最终原理图图24最后仿真结果从图24中可看到，对晶体管进行输入输出匹配和对匹配子电路进行优化微调后，输入、输出端口的反射系数在1.3GHz处分别为dB(S(l,l)=-20.369dB,dB(S(2,2)=-12.240dB；放大器的增益为dB(S(2,1)=10.035dB；在1.3GHz处噪声系数为1.409dB；工作频带附近的稳定因子均大于1,能够保证系统的稳定工作。五、总结本次使用ADS软件对低噪声放大器进行了仿真分析，首先对AT-41533晶体管进行了直流工作点扫描，确定其工作点位置。其次，对晶体管进行了S参数扫描,并对其在1.2-1.4GHz频段内的稳定性进行了分析，得到该晶体管在此频段内是无条件稳定的。再次，采用Smith圆图和微带线法分别对晶体管的输入和输出端口进行了阻抗匹配，来减小端口损耗，提高放大器的性能。最后，为了达到设计目标：工作频带1.2-1.4GHz（载波频率1.3GHz）；增益大于10dB；噪声系数小于1.5dB；无条件稳定。对输入输出子电路进行了优化和微调，最终的仿真结果为：1.3GHz处端口1和端口2的反射系数分别为-20.369dB和-12.240dB,增益为10.035dB,噪声系数为1.409dB,工作频带附近的稳定因子均大于1,能够保证系统的稳定工作,放大器的各个参数均达到要求。通过本次对低噪声放大器的仿真分析,理论与实践相结合,让我对低噪声放大器的工作原理有了更进一步的理解,学习了其设计方法和步骤,同时也加强了我对ADS仿真软件的使用能力，了解了对端口进行阻抗匹配的不同方法和对电路进行优化、微调的各种功能。这将给我以后的学习和工作带来很大的帮助。