感应加热电源论文

密级：公开小功率高频炉设计 Lower-Power High-Frequency Furnace Design 摘 要本文以高频炉的电源部分为研究对象，阐述了高频炉（感应加热电源）的优点、应用、基本原理和加热过程中的三种效应，以及感应加热电源的现状与发展趋势；介绍了本课题主要的研究内容及任务。本文分析了感应加热电源的总体结构；通过对常用的进线滤波电路的描述，选择了合适的滤波器；通过对感应加热电源常用的谐振回路和拓扑结构进行了分析，以及对串、并谐振电路的对偶特性和优缺点的比较，选择了更适合高频感应加热电源及本课题的串联谐振型逆变器。在功率的调节方面，分析了几种常用的调功方式、选用了移相脉冲宽度调制调功，可以通过芯片UC3895来实现，此外该芯片还具有设置死区，简化了死区电路。本文主要对200KHz/10KW的高频炉进行设计，计算了整流和逆变部分的元器件参数；在计算结果的基础上选择了合适的三相不控整流模块、滤波电容、MOSFET开关模块和谐振电路的元器件；通过对几种驱动电路的比较，结合容量和开关器件，设计了合适的驱动电路。为保证电源正常运行，并使逆变器始终工作在功率因数接近或等于1的准谐振或谐振状态，以实现逆变器开关器件的零电流或零电压开关，设计了以传统模拟锁相环CD4046为核心的频率跟踪电路，并研究了电路的启动方式。为了使电源系统稳定运行，还设计了过流、过压和欠压保护。关键词：感应加热；UC3895；移相调功；频率跟踪AbstractThis paper took supply of high-frequency furnace as the research object，introduced advantages and application and basic principles and three effects and situation and development trend of the high-frequency furnace（induction heating supply）；introduced the main subject of research and missionThe paper analyzed the overall structure of induction heating supply；described the filter circuit，selected the appropriate filter；through analyzing the induction heating supply used resonant circuit and topology structure，and compared the dual characteristics of the series and parallel resonant circuit，chosen the series resonant inverter，which is more suitable for high-frequency induction heating supplyFor power regulation，paper analyzed several commonly used ways of power regulation，selected phase-shift pulse width modulation power regulator，which could be achieved with a chipUC3895，it has the die zone setting featureThe paper aimed at designing a high frequency furnace of 200KHz/10KW and calculated parameters of some components；selected appropriate three-phase rectifier module, the filter capacitor，the MOSFET switch module and the resonant circuit components；comparison of several different drive circuits，combined with the capacity and switching devices，the paper designed a suitable drive circuitIn order to ensure the normal operation of power and the inverter is always working in quasi-resonant and resonant state of power factor close to or equal one，achieving zero current or zero voltage switch of switch devices，the paper designed a frequency tracking circuit which used the traditional analog phase-locked loop CD4046 as the coreIn order to ensure the system stability operate，the paper also designed over-current, over-voltage and under-voltage protectionKey words：induction heating；UC3895；phase-shifted power regulation；frequency tracking II目 录摘 要IAbstractII第1章 绪论11.1 感应加热的基本知识11.1.1 高频炉简介11.1.2 感应加热优点及应用11.1.3 感应加热基本原理11.1.4 感应加热中的三种效应和穿透深度21.2 感应加热电源发展现状及趋势31.2.1 感应加热电源频率划分31.2.2 国外高频感应加热电源发展现状31.2.3 国内高频感应加热电源发展现状41.2.4 感应加热电源发展趋势41.3 本文研究的内容及任务61.3.1 课题主要研究内容61.3.2 本课题的主要研究任务6第2章 感应加热电源总体设计72.1 感应加热电源总体结构72.2 线路滤波器的作用和结构72.3 负载分析及谐振谐振电路92.3.1 负载等效电路92.3.2 串联谐振电路102.3.3 并联谐振电路122.4 逆变器的选择132.4.1 串并联逆变器拓扑结构132.4.2 串并联谐振逆变器拓扑电路的对偶关系142.4.3 串并联谐振优缺点比较142.4 本章小结15第3章 功率调节方案的选择163.1 整流单元调功163.2 直流单元调功173.3 逆变单元调功173.3.1 脉冲频率调制方式(PFM)173.3.2 脉宽移相调制(PS-PWM)183.3.3 脉冲密度调制方式(PDM)193.4 功率调节方案确定193.5 本章小结20第4章 主电路参数选择与设计214.1 整流电路参数计算214.1.1 整流桥的选取214.1.2 滤波电容的选取224.2 逆变开关的选择234.3 谐振回路参数选择244.4 本章小结25第5章 控制电路的设计265.1 处理器的选择265.2 移相控制芯片UC3895265.2.1 UC3895的电气特性和管脚265.2.2 移相全桥控制电路295.3 驱动电路的设计305.3.1 驱动电路的方案305.3.2 IR2110驱动电路的设计325.4 频率跟踪电路的设计335.4.1 锁相环原理和CD4046结构335.4.2 CD4046频率跟踪电路355.4.3 锁相环的起动365.5 控制系统的软件设计385.5.1 软件设计思想385.5.2 控制系统的程序流程图385.6 本章小结39第六章 结论40参考文献41致谢43附录44III沈阳工业大学本科毕业设计（论文）第1章 绪论1.1 感应加热的基本知识1.1.1 高频炉简介高频炉，又名高频加热机、高频感应加热设备、高频感应加热装置、高频加热电源、高频电源、高频电炉、高频焊接机、高周波感应加热机、高周波感应加热器(焊接器)等，是目前对金属材料加热效率最高、速度最快、低耗、节能、环保型的感应加热设备。1.1.2 感应加热优点及应用现在，感应加热应用范围越来越广，已经深入到国民经济的各个领域，如冶金、机械制造、轻工、石化、电子等。感应加热比之传统的加热方式具有下列的一些特点、优点1：1、加热速度快，效率高，容易实现高功率密集。由于感应加热是从金属内部即从金属的电流透入深度层开始加热，这样就很大程度地节省了热传导的时间，因此加热速度快，生产效率可达60%以上。2、采用非接触式加热方式，在加热过程中不易渗入杂质。3、加热温度由工件表面向内部传导或渗透，具有精确的加热深度和加热区域，并易于控制。4、工件损耗少，被加热物的表面氧化少。5、节能环保，作业环境好，几乎没有热，噪声和灰尘，而且占地少，适合现代环保的要求。6、工作容易，加热均匀，产品质量好，且能加热形状复杂的工件。7、自动化程度高，对于感应加热装置，可频繁的起停，控制温度的精度高。8、可对工件进行局部加热。1.1.3 感应加热基本原理感应加热是根据电磁感应原理，利用涡流对置于交变磁场中的工件进行加热。高频交变电流通过线圈产生交变的磁场，当磁场内磁力线通过待加热金属工件时，交变的磁力线穿透金属工件形成回路，故在其横截面内产生感应电流，此电流称为涡流(亦称傅科电流)，可使待加热工件局部瞬时迅速发热，进而达到工业加热的目的。1.1.4 感应加热中的三种效应和穿透深度在感应加热过程中存在着三种效应：集肤效应、邻近效应和圆环效应。集肤效应：当交流电流通过导体时，沿导体截面上的电流分布不是均匀的，最大的电流密度出现在导体的表面层，我们称这种电流集聚的现象为集肤效应。邻近效应：两根通有交流电的导体距离很近时，导体中的电流分布会受彼此的影响而有所变化。若两导体中电流方向相反，则最大的电流密度出现在两导体的内侧，反之若导体中电流方向相同，则最大电流出现在两导体的外侧，这种现象就称作邻近效应。圆环效应：当交流电通过圆环形线圈时，最大的电流密度出现在线圈导体的内侧，这种现象称作圆环效应。 感应加热设备（电源）就是综合利用此三种效应的设备。高频交变电流通过导体时，由于集肤效应的影响，电流只在导体表面层通过，表面层的深度与导体的性质和电流频率的高低有关，通常将此表面层的深度或厚度定义为穿透深度。工程上规定，当导体某一深处的电流密度为其表面电流密度的1/e=0.368时，该深度就定以为穿透深度。工程上穿透深度可由下面表达式确定2： （1-1） （1-2）式中 f：交变电流频率，Hz； o：真空磁导率； r：相对磁导率； ：导体的电阻率； 式（1-1）可进一步简化为 （1-3）从式（1-3）可知，穿透深度与电阻率的平方根成正比，与电流频率f及导体的相对磁导率的r平方根成反比。电流频率越高，穿透深度越小，集肤效应越明显。当和r确定以后，可以通过改变频率来控制穿透深度，达到工艺要求。1.2 感应加热电源发展现状及趋势1.2.1 感应加热电源频率划分感应加热电源在频率范围并没有一个绝对、标准规定的数字界限。其实，感应加热电源并没有严格的分类规范。本文是按低频、中频、高频的三级分类方法划分，即150Hz以下称为低频感应加热电源，150-10KHz为中频感应加热电源，10KHz以上为高频感应加热电源3。1.2.2 国外高频感应加热电源发展现状20世纪50年代以前的20年时间内感应加热电源技术发展缓慢、产品技术水平低下。50年代后晶闸管的问世，给感应加热电源的发展带来了新的生机。80年代后，随着电力电子器件的飞速发展，GTO、MOSFTE、IGTB、GTR、SIT、IGCT等器件相继出现，感应加热装置也逐渐摒弃晶闸管，开始使用这些新器件。现在比较常用的是IGBT、MOSFET，其中IGBT用于较大功率场合，而MOSFET适用于较高频率、中小功率场合。在高频(100kHz 以上)阶段，国外已从传统的电子管电源过渡到晶体管全固态电源。在日本80年代末就采用SIT研制出固态高频感应加热电源，其水平可达480KW /400KHz，1200KW/200 KHz。在欧美，随着功率器件的迅速发展，以模块化、大容量化MOSFET功率器件为主，MOSFET高频大功率感应加热电源得到了飞速的发展。西班牙采用MOSFET的电流型感应加热电源制造水平达 600KW/400KHz；德国在1989年就研制出电流型MOSFET感应加热电源，其水平达480KW/50kHz200 KHz。目前，德国EFD公司已经有150KHz/1100KW以及 5MHz/25KW的固态高频感应加热电源产品；比利时的公司生产的电流型MOSFET感应加热电源水平可达1000KW/15kHz600KHz；英国 Radyne公司也有27MHz/5KW的固态高频感应加热电源产品问世；美国Ameritherm公司拥有 1KW120 KW /50 KHz485 KHz系列化的产品，也有15MHz/1KW的固态高频感应加热电源产品4-5。1.2.3 国内高频感应加热电源发展现状我国开始电磁感应加热的研究和应用，起步较晚，大约是在20世纪50年代，从借鉴、消化、引进国外先进技术和设备到自主创新。目前已经形成了一定范围的系列化产品，并开拓了较为广阔的市场。国内IGBT感应加热电源的水平是1000KW/50KHz，MOSFET感应加热电源的水平是400KW/400KHz。总的来说，国内高频感应加热电源与发达国外有相当大的差距，现在正朝着MOSFET 和IGBT高频感应加热电源取代电子管高频电源的方向发展6。1.2.4 感应加热电源发展趋势 1、大容量化根据加热物质对象及吨位不同，电源的功率容量可以从数百伏安到几十兆安不等。扩展感应加热电源容量是感应加热技术及应用前景的关键，提高加热的功率容量的途径可分为三类：一类是提高单体半导体功率器件的容量，另一类是器件的串并联，还有一类是多台感应加热电源并联扩容。在器件的串、并联方式中，必须认真处理串联器件的均压问题和并联器件的均流问题，由于器件制造工艺和参数的离散性，限制了器件的串、并联数目，且串、并联数越多，装置的可靠性越差。多台电源的串、并联技术是在器件串、并联技术基础上进一步大容量化的有效手段，借助于可靠的电源串、并联技术，在单机容量适当的情况下，可简单地通过串、并联运行方式得到大容量装置，每台单机只是装置的一个单元或一个模块7-8。2、高频化随着感应加热电源的应用不断扩展到各个领域，对频率要求越来越高。加热频率越高，功率密度越集中，表面加热深度越浅。频率的提高主要有以下途径。（1）选用工作频率高的电力半导体器件。目前感应加热单元工作频率高于100KHz可应用的电力半导体器件组要有MOSFET、IGBT、SIT，其中MOSFET频率高，但是电压和电流容量较低。（2）采用软开关技术提高工作频率。感应加热电源高频化受开关器件损耗的制约，开关频率越高，损耗越大，不仅降低电源效率，而且温度升高，需要庞大的散热系统。软开关技术使器件在零电流或零电压状态下开关，即ZCS、ZVS状态。功率器件开通或关断时刻不会出现电压、电流重叠现象，大大降低开关了损耗9。（3）采用倍频式逆变电路拓扑提高频率。倍频式感应加热电源对提高加热频率和功率具有重要的现实意义。倍频式逆变器的电路结构是在标准逆变桥式电路中的每个功率器件上再并联一只功率开关，相当于两个全桥电路中的超前臂相互并联中点相连，滞后臂相互并联中点相连，共同一个负载。这种电路拓扑结构在不改变单个功率器件的工作频率指标的情况下，使电源频率提高了一倍10。3、智能化感应加热电源智能化是感应加热电源的发展的趋势，也是衡量感应加热电源性能先进的重要标志；同时也是提高热处理自动化程度和电源可靠性的要求，使电源趋向集成化、模块化，对缩短生产周期，提高可使用性和可维修性均有重要意义。选用智能半导体模块是实现智能化的基础，如集驱动、保护、智能于一体的智能模块IPM。运用数字处理技术是实现智能化的核心，采用以DSP为核心的控制芯片，可以实现多种功能，如PWM生成，数字锁相环跟踪，过电压、过电流、短路、缺相保护等11。4、数字化频率跟踪和负载阻抗自动匹配频率自动跟踪及负载阻抗自动匹配是当代感应加热电源重点解决的关键技术。频率自动跟踪及负载阻抗自动匹配是保证加热电源获得最大功率输出、提高电源效率、安全稳定工作的重要控制特性。在加热过程中，温度变化会最终使负载回路的固有谐振频率f0发生变化，而且是一个非线性系统。如果此时逆变器的工作频率fs不及时跟踪f0，开关频率将偏离谐振频率，逆变器将会工作在硬开关状态，在高频、大功率情况下，损耗增加，逆变器的安全性和可靠性下降；同时，电压与电流不能同相，功率因数降低，达不到最大功率输出，电源效率和容量利用率降低。因此，必须采用频率跟踪控制技术，使fsf0，功率因数接近1，获得最大功率输出，开关损耗降低。在高频化感应加热电源中目前采用高频专用锁相环芯片及数字信号处理芯片，尤其是采用数字信号处理器DSP实现锁相和频率跟踪是21世纪感应加热电源发展的方向。1.3 本文研究的内容及任务1.3.1 课题主要研究内容学习和研究电磁炉以及高频炉的原理，在此基础上用功率半导体器件IGBT或MOSFET设计一个小功率高频炉，主要设计高频电源部分，其它部分如水循环冷却系统则不用研究，高频率的功率在5KW以上，工作频率在50KHz以上。1.3.2 本课题的主要研究任务（1）对10KW、200KHz的高频炉进行整体设计，并计算参数，合理选择主电路各元器件。（2）设计感应加热电源进线滤波器电路，以防止电网高次谐波影响高频炉工作或者电源工作时产生的高次谐波污染电网。（3）设计高频感应加热电源的频率跟踪电路，使其能快速、准确地跟踪负载的频率变化。（4）设计生成PWM的可靠电路，研究功率控制方案和逆变开关的驱动电路，保证驱动信号的可靠性。（5）设计开关器件的过压、过流等保护电路。第2章 感应加热电源总体设计2.1 感应加热电源总体结构感应加热电源的整体结构如图2-1，包括主电路、控制电路、检测保护电路和驱动电路。其中整流电路采用三相全桥不控整流，谐振回路由加热线圈和补偿电容组成的串联谐振槽路。系统采用锁相环CD4046或高速锁相环74HC4046实现频率跟踪。PWM电路采用移相全桥控制芯片UC3895来实现，通过改变占空比改变电源的输出功率。图2-1 感应加热电源电路组成框图2.2 线路滤波器的作用和结构由于感应加热电源的功率和频率都很高，当电压电流发生急剧变化时会产生极为丰富的脉冲波，容易产生电磁干扰噪声，会对电网及其他的电气设备造成一定的干扰。因此，对于大、中功率逆变式感应加热源，在交流输入进线端配置进线噪声滤波器是十分必要的。1、进线滤波器的作用（1）防止逆变器功率器件开关过程中产生的宽频高次谐波进入电网，对电网产生污染及对供用电网的其它电气设备造成危害影响其正常工作。（2）防止电网电源中的外来噪声干扰，影响加热电源控制系统的正常工作，甚至造成逆变崩溃。通常进线噪声滤波器具有双向对称性，对两个方向的噪声均有抑制作用。（3）具有限制输入电流瞬态变化的作用。比如整流器或逆变器出现故障时，电流瞬态增大，由于电感电流不能突变，此时进线滤波器的电感具有稳定和限流功能。2、滤波器结构线路滤波器通常是由电容器和电感组成一个LC滤波器，线路滤波的结构形式通常有“”型和“型或倒L” 型，如图2-2和2-3所示。根据所需要抑制的高频谐波次数确定在规定内所需要衰减的系数。衰减系数q与噪声频率fn及L、C参数之间的关系近似为： (2-1) 图2-2 型滤波器图2-3 型或倒L型滤波器上述两种滤波器的优点是电路结构简单，缺点是截止频率附近，衰减较小，衰减特性不够陡峭，而且不易达到阻抗匹配。针对上述出现的问题，将型和型滤波器的串臂元件，即电感L用电感L和电容组成的并联谐振电路代替单一的电感元件。利用并联谐振时阻抗极大的特点来改善阻带特性，在阻带靠近截止频率附近衰减特性陡峭，而且通带阻抗变化比较平坦，容易与其它电路形成阻抗匹配，这种滤波器虽然电路稍复杂，但性能优良，特别是对限定的噪声频率，理论上衰减量是无穷大12。2.3 负载分析及谐振谐振电路2.3.1 负载等效电路感应加热的工件和感应线圈一起可用图2-4所示的电路等效，其中L和R表示等效电抗与电阻。其等效阻抗则为： (2-2) 图2-4 负载等效电路负载功率因数为：（2-3）负载品质因数为： (2-4)则Q与的关系为： (2-5)对一般高中频感应加热负载来说，通常wLR，即Q值较大，功率因数很低的感性负载。根据一些文献提供的经验数据，熔炼、透热和淬火用感应加热负载的功率因数一般为0.05-0.5。为了有效利用电源容量，必须提高其功率因数。在感应加热电源中，都是采用电容器来补偿无功功率的。补偿形式主要有以下两种：(l)补偿电容与负载串联；(2)补偿电容与负载并联。2.3.2 串联谐振电路当补偿电容与负载串联时，即构成串联振荡电路，如图2-5所示。由图可得阻抗为： （2-6）其中Z的模为： (2-7) 图2-5 串联谐振电路假定在LCR电路上施加交变电压u=， 则电路中电流的值为：（2-8）电流的模值为： （2-9）其中，X为电抗。由式（2-9）可知，当电抗X=0时，LCR串联电路的电流达到最大值且此时的角频率即为LCR串联谐振电路的角频率，电路发生谐振。谐振电路的固有谐振频率为： (2-10) 谐振电路的品质因数计算式为： (2-11)谐振时，其它参数表达式为： (2-12) (2-13) (2-14) (2-15) (2-16)(2-17)谐振时外电源电压全部加在电阻上，此时电感和电容上的电压大小相等，相位相反，幅值是电源电压的Q倍。因此，我们把这种谐振称为电压谐振。在谐振时电感储存的磁场能量与电容储存的电场能量进行交换，本身并不损耗能量。在感应加热装置串联逆变器电源中，电容不仅仅是一个谐振构成元件，它还具有功率因数补偿作用，补偿电路中的无功功率。2.3.3 并联谐振电路当补偿电容与负载并联时，即构成并联振荡电路，如图2-6所示。图2-6 并联谐振电路仿照串联谐振电路的分析，可得电路阻抗Z为： （2-18） 考虑到WLR,阻抗的模值为： (2-19)谐振时，X=0，电路的谐振频率和品质因数和串联谐振电路相同，即与式2-10和2-11形式相同。输入电流幅值I0为： （2-20） （2-21） （2-22）由上面的公式可知，谐振时负载阻抗可以等效为纯电阻负载，电源仅供给有功电流，即电源输出电流很小，而各支路电流都很大，为电源输出电流的Q倍，因此常称并联谐振为电流谐振13。2.4 逆变器的选择2.4.1 串并联逆变器拓扑结构根据负载谐振形式的不同，可以将感应加热电源逆变器分为串联谐振式逆变器和并联谐振式逆变器两种逆变结构14。采用电容与负载串联的逆变电路称为串联谐振逆变器，也称电压谐振型逆变器，其结构如图2-7。采用电容与负载并联的逆变电路称为并联谐振逆变器，也称电流谐振型逆变器，其结构如图2-8。图2-7 串联谐振逆变器 图2-8 并联谐振逆变器2.4.2 串并联谐振逆变器拓扑电路的对偶关系串、并联谐振逆变电路由于所接的负载谐振电路不同，所表现的特性不同，它们之间在各种变量的波形、电路的特性、还有电路的拓扑等方面都存在着对偶关系15，如表2-1。表2-1 串并联谐振逆变器对偶关系对偶项串联谐振逆变器并联谐振逆变器电压电流波形入端电压为直流入端电流为直流当工作在负载谐振频率时，入端电流为全波整流波形当工作在负载谐振频率时，入端电压为全波整流波形输出电压为方波输出电流为方波输出电流为正弦波输出电压为正弦波电路特性负载阻抗频率特性为串联谐振特性，因此不宜空载负载阻抗频率特性为并联谐振特性，因此可以空载逆变器及负载开路保护易逆变器及负载短路保护容易短路及直通保护困难短路及直通保护容易电路拓扑结构入端并联电容Cd(等效电压源)入端串联电感Ld(等效电流源)负载为RLC串联电路负载为RLC并联电路从上面的表格可以看出，理解和掌握串并联逆变器的电压、电流波形以及电路拓扑结构的对偶关系有助于分析和比较两种逆变器的工作原理，而了解其电路特性的对偶关系则可以有针对性的设计正确可靠的保护短路。2.4.3 串并联谐振优缺点比较串联谐振逆变器和并联谐振逆变器优缺点比较如表 2-2。可以看出，串联谐振逆变器的结构简单，可以采用不控整流，控制方便简单，采用大电容滤波，当发生上、下桥臂短路故障时，由于电容电压不会突变，因此瞬时放电电流将会很大，远远超出了功率器件的额定电流，如果不能在器件的允许短路时间内将器件关断，就会造成器件的永久损坏。因此，需要设置死区时间，保证开关器件先关断后导通。串联谐振无需平波电感，减小了电源体积和成本，启动比较简单，可以自激工作，也可以他激工作。开关器件承受的反压比较小，这一特点正是IGBT、MOSFET等器件要求的。一般这些器件内部都集成有反并联二极管，非常适合于串联谐振逆变器。补偿电容要求耐压高，采取适当措施可以降低补偿电容上的电压。串联谐振逆变器对负载槽路布线工艺的要求较低，调试比较简单16。表2-2 串并联谐振优缺点比较串联谐振逆变器并联谐振逆变器结构简单结构较复杂控制较简单控制相对复杂可采用不控整流需采用可控整流不宜空载，需加空载保护可以空载无短路保护能力，需加短路保护拓扑本身具有短路保护能力开关器件同时流过有功和无功电流开关器件只流过有功电流不需平波电感，体积较小，成本低需平波电感，体积较大，成本高启动容易,可以自激或他激工作启动困难，启动时间长功率器件反并联二极管，无需外接二极管需要大功率高频二极需高耐压谐振电容，尤其是Q值较大时没有高压危险对负载槽路布线工艺要求比较低，不会影响功率和效率负载槽路布线工艺要求比较高，感应器和补偿容的引线不能过长综合比较串联谐振逆变器和并联谐振逆变器的优缺点，同时为了设计和布线的简便，本课题选用串联谐振逆变器电路拓扑。2.4 本章小结本章从小功率高频炉电源部分的整体把握，给出了整体结构图，包括进线滤波电路、三相整流电路、逆变电路、控制电路等相关电路。分析了负载等效电路、串并联谐振电路的特性和参数。最后，通过对串并联拓扑结构对偶关系的分析和优缺点的比较，选择串联逆变拓扑结构。第3章 功率调节方案的选择串联谐振式感应加热电源的功率调节方式可分为三类：整流单元功率调节、直流单元功率调节和逆变单元功率调节。整流单元功率调节以晶闸管相控整流为主，直流单元功率调节以直流PWM斩波为主，逆变单元功率调节以调频、移相、脉冲密度调制和脉冲均匀调制为主17。3.1 整流单元调功晶闸管相控整流调功是整流单元功率调节的主要方式，是目前使用较多的调功方式之一，可以是半空或者全控整流18。晶闸管相控整流电路如图3-1所示。图3-1 晶闸管相控整流电路晶闸管全控整流输出电压为： （3-1） 其中，U为电源输入的相电压（对于市电U=220V），为相位控制角。由此可见，通过改变相位控制角来改变输出直流电压Ud大小的方式可以调节系统的输出功率。晶闸管调功方式的优点：晶闸管整流调功方式技术成熟，成本较低，负载部分通过锁相环节调整频率使其工作在谐振频率附近，这样逆变部分的开关损耗就可以减少到很小，比起整流部分增加的开关损耗，在高频场合下仍然有优势。缺点：设备复杂，控制环节增多，引起系统产生故障的因素增多。采用晶闸管全控整流，当控制角较大(即深控)时，电路的功率因数很低，换流的过程中电流出现畸变，对于电网的污染较为严重，而且故障出现时动态响应比较慢。3.2 直流单元调功直流PWM斩波是直流单元功率调节的主要方式19。调功原理：通过斩波环节（BUCK斩波器），调整整流电路输出电压的大小来调整负载功率。这种方式的优点：直流PWM斩波功率调节总的来说电路比较简单，频率固定，控制容易，成本低，技术成熟。缺点：由于斩波器件工作在硬开关状态，开关损耗大，效率低，EMI大。虽然近年来研究了具有软开关的直流PWM斩波控制电路，但是其主电路拓扑和控制方案变的比较复杂，且调功范围变窄，适用程度比较低。3.3 逆变单元调功逆变单元调功是通过调节输出电压的频率来调节负载的功率因数，或调节输出电压的有效值的大小(调节占空比)来实现功率调节，其调节方案有多种。常规的逆变单元调功方式主要有脉冲频率调制(PFM)、脉宽移相调制(PS-PWM)、脉冲密度调制(PDM)等。3.3.1 脉冲频率调制方式(PFM)PFM调功方式是逆变调功中最简单的，属于频率开环调节。调功原理：通过改变逆变器工作频率，从而改变负载等效阻抗以达到调节功率输出的目的20。串联感应加热负载等效阻抗的模为：（3-2） 逆变器的开关频率f变化时，负载的功频特性如图3-2。图中，负载功率在谐振点频率f0处时是最大的，而偏离这个谐振频率时，负载功率都会降低。对于串联谐振电路，当控制逆变器的开关角频率W等于串联谐振电路固有谐振角频率W0时，即W=W0时，逆变器工作在串联谐振状态，输出功率达到最大值，此时输出电压和输出电流相位相同，系统呈现纯阻性；当WW0时，出现输出电压超前输出电流的情况，系统呈现感性，输出电压和输出电流之间存在相位差，输出功率小于处于谐振点状态时的输出功率；当WW0时，出现输出电压滞后输出电流的情况，系统呈现容性，输出功率亦小于处于谐振点状态时的输出功率。图3-2 PFM 功频特性曲线PFM优点是不需要调压环节，简化了设备，降低了成本，调频部分控制比较简单，技术成熟。缺点主要有以下三个：（1）负载适应性不够好。如果负载在加热过程中的参数变化比较大，那么系统工作的频率可能会在一个相当大的频域内变化，导致集肤深度也随之而改变，在某些应用场合如表面淬火等，集肤深度的变化对热处理效果会产生较大的影响，这在要求严格的应用场合中是不允许的；（2）功率调节精度低。用扫频的办法并不是真正调节的负载功率，而是通过调节负载电压或者电流来近似调节功率。功率的控制是通过改变电压与电流的相位角实现的。实际中，相位角的余弦较难实现，所以就采用了把相位角限制在一定范围内，调节负载电压(或电流)保持恒定的方式来近似实现功率的恒定，这种调功方式比较粗糙。（3）在高频的工作场合，由于没有对负载工作的相位角给出恒定的控制，在低负载时就会出现负载功率角较大而电流又能满足恒定的情况，这样换流时开关器件的拖尾电流或二极管的反向电流比较明显，开关损耗也较大。3.3.2 脉宽移相调制(PS-PWM)调功原理：通过改变移相角来调节输出电压的占空比，实现输出功率调21。在串联谐振感应加热电源使用移相调功方法时，通常使某一桥臂的驱动脉冲信号与输出电流的相位保持一个固定相位差(此相位差为可调)，另一桥臂的驱动脉冲信号与输出电流的相位差则可以调节，通过改变两个桥臂开关器件的驱动信号之间的相位差来改变输出电压的有效值，以达到调节功率的目的。我们称与输出电流保持一定相位差的桥臂为定相臂，由于另外一个桥臂的驱动脉冲信号与输出电流的相位差可调，称该桥臂为移相臂。根据输出电压基波和输出电流的相位关系有感性移相调功方式、谐振移相调功方式和容性移相调功方式。其输出功率与移相角的关系如式3-3： （3-3） 脉宽移相调制的优点是开关频率恒定，利于滤波器的优化设计；开关器件处于零电压开关状态，开关损耗小，工作频率高，控制简单。缺点是存在内部环流使导通损耗增大。轻负载时移相角增大，输出电压脉冲宽度减小，电流波形变成近似三角波。3.3.3 脉冲密度调制方式(PDM)调功原理：通过控制脉冲密度，实际上就是控制向负载馈送能量的时间来控制输出功率。其基本思路是假设在某时段内总共有N个功率输出单位，在其中M个功率输出单位里逆变桥向负载输出功率；而剩下的(N-M)个单位内逆变桥停止工作，负载能量以自然振荡形式逐渐衰减22。这样的话，输出的脉冲密度为M/N，这样输出功率就跟脉冲密度联系起来了，即通过改变脉冲密度就可改变输出功率。这种方式的优点是输出频率基本不变，开关损耗相对较小，易于实现数字化控制，比较适合于开环工作场合。缺点是：（1）逆变器输出功率的频率不完全等于负载自然频率，在功率闭环的场合中工作稳定性差；（2）功率调节特性不理想，呈有级调功特性。3.4 功率调节方案确定由以上分析可知，串联逆变器的调功方式多种多样，但所有的调功方式都有其自身的优缺点，比如逆变调功由于不用可控整流，控制电路大大简化，但此时逆变的角度随功率的改变而改变（PDM方式除外），在大角度换流时，逆变管的损耗很大，这使得在进一步提供功率和工作频率时很不利。在PDM方式调功时，功率为有级调节。移相调功方法与直流调功方法相比，前者可以不用可控整流，使控制电路大大简化，而且输出功率的速度比用可控整流要快。但此时逆变的角度随功率的改变而改变，频率的跟踪不易实现，负载不易保持工作在谐振频率附近，而且桥臂开关在工作时属于硬开关状态，在大角度换流时，逆变管的损耗很大，这使得在进一步提高功率和工作频率时是很不利的。结合本课题的内容和任务，选择移相调功，同时选择移相全桥控制芯片UC3895。使用该芯片可以简化控制，此外该芯片有死区设置、电流检测等端口，这些功能可以简化整体电路。3.5 本章小结本节介绍了几种常用的调功方式，包括直流侧调功、直流侧调功、和逆变侧调功，其中，重点介绍了逆变侧的调功。逆变调功常用的方法是脉冲频率调制(PFM)、脉宽移相调制(PS-PWM)、脉冲密度调制(PDM)。分析了这三种调功方案的优缺点，最后选择了移相调功，并选择了移相全桥控制芯片UC3895作为PWM驱动信号的产生和控制芯片。第4章 主电路参数选择与设计感应加热电源主要设计参数：额定输出功率：Po=10KW逆变工作频率：f0=200KHz输入电源：三相， 380V/50Hz4.1 整流电路参数计算4.1.1 整流桥的选取最大输出功率10KW,电源的输入功率为12： (4-1) 式中，PL1热损耗功率，PL2是电源的自身损耗。如果用加热电源的热效率1和2电效率来表示感应加热电源的设计功率Pi，则为： (4-2) 从上式可以看出，提高感应加热装置的总效率，要求减少加热过程中的热损耗和电源自身损耗。在感应加热电源功率容量设计时，由于影响因素很多，特别是加热过程中的热损失的计算比较复杂，所以工程设计上，取热效率和点效率均为0.85，即总效率为0.72，则感应加热电源的设计功率为： （4-3） 实际中，计算的电源输入功率还应留有一定余量，原则上可按下式选取： (4-4) 本课题中，选取Pi为15KW。三相整流桥进线电压为Us=380V，则整流桥的输出电压为： （4-5）取Ud=510V，输出的母线电流为： (4-6) 流过每只整流二极管的电流有效值为： （4-7） 考虑安全性，选取三相整流桥模块的额定电流为2到3倍的有效值，极为35A52A。考虑到电网的波动，在安全系数为2时，三相整流桥中使用的二极管工作额定电压为： (4-8) 考虑安全使用，选取二极管的耐压值为1200V。综合考虑，选用耐压值为1200V，额定电流为50A的三社整流二极管模块DF50AA120。4.1.2 滤波电容的选取为了保证给斩波器提供较平稳的直流电压，在整流桥后加了滤波电容 Ci，同时，此电容还起滤波的作用。为了滤掉高频分量，在此电容的两端还并联了小的高频电容Ch。如果为了限制冲击电流及提高功率因数，在整流电路中应采用LC滤波电路。整流桥电路等效电阻为：(4-9) 从不同的概念出发，滤波电容的计算方法有多种，本课题选用两种计算方法。（1）经典计算公式 （4-10） 其中，A：对桥式全波整流而言，三相桥式整流电压的脉动比单相桥式整流电路的脉动小，对于三相A=10；f：输入电源频率，为50Hz。由此计算式可得滤波电容为：(4-11) 实际应用中滤波电容的容量选择应满足下式23： (4-12) 其中，T=0.02s，计算可得滤波电容的值为：17442326 uF。滤波电容的耐压值一般为2倍的母线电压，取耐压值为1000V。选取滤波电容等级为2000uF/1000V，可用两只1000uF/1000V等级的电容串联。由于串联谐振式逆变器的直流电源回路还必需流过无功电流，该无功电流随逆变器的输出功率因数减小而增大，而电解电容Ci不能流通高频无功电流，否则会发热损坏。因此，需并接高频滤波电容器Ch，以代替Ci流通无功电流。Ch值一般难于用计算方法确定，都是据实验选定，在额定工作状态下，逆变器的输出电压方波顶部不出现高次谐波和Ci不发热便被认为Ch选得合适。如果Ch值偏小，就会引起Ci发热，输出电压方波顶部含有大量谐波。Ch的工作频率是逆变器工作频率的2倍，其电压应高于直流电源电压的1.5倍，其电容量在初选时可按逆变器的工作频率高低和电源容量大小确定。一般原则是电源容量大，选大值；工作频率高，选小值。例如，当工作频率为1050KHz时，可选50l0uF；100200KHz，选31.5uF。本文选择1uF/1000V的高频无感电容24。4.2 逆变开关的选择逆变器输出电压基波的有效值为：(4-13) 流过开关管的电流为： （4-14） 式中的功率因数在谐振时为1，考虑到工作频率的变化，取为0.95，热效率和4-2中的相同为0.85。可得电流值为27A。考虑到电网的波动及过载因数，取2倍的安全容量，逆变开关的电流容量应大于54A，耐压值约为2倍母线电压，应在1000V以上。所以，逆变器选择参数为60A/1200V的APTM120A15F型 MOSFET 模块作为功率开关器件。该器件的上升时间为15ns，下降时间都为160ns，比逆变的周期0.5us小得多，所以满足逆变频率200KHz的设计要求。4.3 谐振回路参数选择淬火串联谐振电路的一般为35，本课题取Q=3，逆变频率为f=200KHz。谐振负载的等效电阻为： (4-15) 取近似值为25。由下面的公式： （4-16） (4-17) 可得谐振电容C=0.265uF,电感L=59.7uF。选取C=0.27uF，L=60uH。电容的耐压值为：(4-18) 可取谐振电容耐压值为1500V。4.4 本章小结本章重点论述了元件的部分元件如何选取，包括整流二极管、滤波电容、开关管和谐振回路的元件。论述了元器件的选取原则和参数计算方法，对于三相整流二极管和逆变开关，选取了相应的模块。第5章 控制电路的设计5.1 处理器的选择1、DSP 方案在本文的绪论中已经提到，未来感应加热电源的趋势之一是采用以DSP为核心的控制芯片。这类芯片相对于其它芯片信息容量大，它信息容量更大，处理能力更强、更灵活，整个控制电路可以用一片DSP完成。在撰写本文前，参考了大量感应加热方面的资料，其中大部分论文采用的处理器都是德州仪器的TMS320系列的DSP芯片。以该芯片为核心可以实现以下功能：4路PWM驱动信号的生成；频率数字锁相环跟踪；功率的闭环控制；死区设置；DA采样；各种保护，如过流、过压、缺相等;报警、显示等多种功能。虽然该芯片功能强大，但是在该芯片编程方面比较复杂，需要研究控制算法，如果使用该芯片，在规定的时间内可能难以完成本课题的任务。因此，本课题的处理器不选用DSP。2、51、STC系列单片机目前，51系列单片机是国内应用最广泛的单片机之一。我们专业课学习的是89C51型的单片机，因此，对这个系列的单片机比较熟悉。本课题的PWM信号由专用的芯片UC3895产生，需要单片机实现是保护、功率给定等功能，所以仅需要单片机几个口就足够了。而C51单片机的封装是DIP40，有32个I/O口，在PCB中占用的地方较大。STC系列的单片机，它的管脚少，在PCB中占的地方小，可节省板子的面积，进而节省成本。除此之外，STC系列单片机价格相对较低，速度比51系列的快。综合上述几点原因，选择了STC12C5204AD或者STC12C5608AD单片机。5.2 移相控制芯片UC38955.2.1 UC3895的电气特性和管脚1、UC3895是目前全桥移相谐振变换较理想的控制集成电路，在性能上优于UC3875，本课题用它产生PWM驱动信号和调功。它的电气特性如下：1）可编程设置控制时间延迟2）自适应延迟设置端3）可实现0100%的占空比控制4）7MHz的误差放大器5）开关频率可大1MHz6）工作温度为0702、UC3895管脚图5-1 UC3895引脚图3、UC3875引脚定义和功能12引脚1：误差放大器的反相输入端。引脚2：误差放大器的输出端。在器件内部，该脚接在PWM空载比较器的同相输入端，该脚电压在器件内部被箝位在软启动电压的数值上，当脚EAOUT 电压低于500mV时，空载比较器关断各输出级电路；当EAOUT脚电压高600mV时，空载比较器重新开通各输出级电路。引脚3：PWM比较器的反相输入端。采用平均电流型控制时，该脚接振荡器定时电容CT两端电压。采用峰值电流型控制时，该脚接电流取样信号（加上斜率补偿信号）。引脚4：5V基准电压。为内部电路供电，还可为外部负载提供5mA电流。在欠压封锁状态下，基准电源关断，在其他状态下，基准电源正常供电。为使基准电源更加稳定，在脚REF到地之间接入0.1uF的旁路电容。引脚5：除输出级外，芯片内所有电路的接地端。引脚6：为振荡器的同步端。该脚为双向控制脚，脚SYNC输出与芯片内部时钟完全相同的时钟信号；加到脚SYNC的信号将控制内部的振荡器并作为芯片的时钟信号。这种双向控制功能可以保证多台电源同步工作。同步信号也能使外接在脚CT的电容和脚RAMP的电容放电，该脚内部同步电路输入电压的范围为1.92.1V。引脚7：为振荡器定时电容。内部的振荡器以可调电流对CT充电。两端的电压波形是峰值为2.5V锯齿波。引脚8：为振荡器定时电阻。在UC3895中，外接的振荡器定时电阻RT确定外接定时电容器的充电电流，从而决定振荡器的工作频率。RT的阻值一般在40120 K之间，软启动电容的充放电电流也由该电阻控制。引脚9、10：为各互补输出端之间的延时调整。DELAB是A和B之间的死区时间，DELCD是C和D之间的死区时间，该延时加到桥式变换器同一桥臂的两个互补输出脉冲之间。同时延迟时间可以选择，在延迟时间内，外部功率转换器可以实现谐振转换。引脚11：为自适应延时设定。该脚设定最大和最小可调输出延时死区时间的比率。当该脚接脚Cs时不产生延时；当该脚与地相接时，产生最长的延时。引脚12：为电流取样端。该脚为电流取样比较器的反相输入端，也是过流保护比较器和ADS放大器的同相输入端。采用峰值电流型控制模式时，电流信号用于逐周限流，在具有次级输出关断门限的任何情况下，电流取样信号还可以用于过流保护。出现过流故障时，输出脉冲关断，重新开始新的周期，这种功能称为带有完整软启动的“软关断”。引脚13、14、17、18：为芯片内四个互补驱动器的输出端。用于驱动全桥电路。输出端A和B完全互补，工作占空比可达50%；输出端A和B驱动外接功率变换器的一个半桥电路，输出端C和D驱动外接功率变换器的另一个半