毕业设计（论文）基于systemview的16QAM调制解调系统

QAM调制解调技术目录第一章 绪 论311 QAM简介31. 2 systemview软件介绍及特点3第二章 正交振幅调制521 MQAM信号的星座图52. 2 QAM的调制解调原理72. 3 QAM的误码率性能82. 4 QAM的改进方案9第三章 SYSTEMVIEW概述103. 1 systemview基本模块库介绍10第四章 16QAM调制解调系统实现与仿真124.1 16QAM 调制模块的模型建立与仿真144.1.1 信号源部分144.1.2 串并转换模块154.1.3 2/4电平转换模块174.1.4 其余模块与调制部分的结果194.2 16QAM解调模块的模型建立与仿真224.2.1 相干解调224.2.2 4/2电平判决与毛刺消除仿真电路254.2.3 并串转换与最终解调结果对比30第五章 16QAM抗噪声性能研究345.1 16QAM抗噪声性能的systemview仿真345.2 16QAM抗噪声性能的matlab仿真38第六章 结论与总结416.1 本设计总结416.2 对设计软件的不足与实验感想41参考文献43 第一章 绪 论1.1 QAM简介 在现代通信中，提高频谱利用率一直是人们关注的焦点之一。近年来，随着通信业务需求的迅速增长，寻找频谱利用率高的数字调制方式已成为数字通信系统设计、研究的主要目标之一。正交振幅调制QAM(Quadrature Amplitude Modulation)就是一种频谱利用率很高的调制方式，其在中、大容量数字微波通信系统、有线电视网络高速数据传输、卫星通信系统等领域得到了广泛应用。在移动通信中，随着微蜂窝和微微蜂窝的出现，使得信道传输特性发生了很大变化。 过去在传统蜂窝系统中不能应用的正交振幅调制也引起人们的重视。QAM数字调制器作为DVB系统的前端设备，接收来自编码器、复用器、DVB网关、视频服务器等设备的TS流，进行RS编码、卷积编码和QAM数字调制，输出的射频信号可以直接在有线电视网上传送，同时也可根据需要选择中频输出。它以其灵活的配置和优越的性能指标，广泛的应用于数字有线电视传输领域和数字MMDS系统。作为国际上移动通信技术专家十分重视的一种信号调制方式之一，正交振幅调制（QAM）在移动通信中频谱利用率一直是人们关注的焦点之一，随着微蜂窝（Microcell）和微微蜂窝（Picocell）系统的出现，使得信道的传输特性发生了很大变化，接收机和发射机之间通常具有很强的支达分量，以往在蜂窝系统中不能应用的但频谱利用率很高的WAM已引起人们的重视，许多学者已对16QAM及其它变型的QAM在PCN中的应用进行了广泛深入地研究。1. 2 systemview软件介绍及特点（1） SystemView是一个信号级的系统仿真软件，主要用于电路和通信系统的设计、仿真，是一个强有力的动态系统分析工具，能满足从数字信号处理、滤波器设计到复杂的通信系统等不同层的设计、仿真要求。它基于Windows环境下运行的用于系统仿真分析的可视化软件工具，它使用功能模块(Token)去描述程序，无需与复杂的程序语言打交道，不用写一句代码即可完成各种系统的设计与仿真，快速地建立和修改系统、访问与调整参数，方便地加入注释。（2） SystemView的库资源十分丰富，包括含若干图标的基本库（Main Library）及专业库(Optional Library)，基本库中包括多种信号源、接收器、加法器、乘法器，各种函数运算器等；专业库有通讯（Communication）、逻辑（Logic）、数字信号处理（DSP）、射频/模拟（RF/Analog）等；它们特别适合于现代通信系统的设计、仿真和方案论证，尤其适合于无线电话、无绳电话、寻呼机、调制解调器、卫星通讯等通信系统；并可进行各种系统时域和频域分析、谱分析，及对各种逻辑电路、射频/模拟电路（混合器、放大器、RLC电路、运放电路等）进行理论分析和失真分析。（3） 使用SystemView时，用户只关心项目的设计思想和过程，用鼠标点击图标即可完成复杂通信系统的设计、仿真、测试，而不用花费太多的精力去通过编程来建立通信仿真模型。（4） System View能自动执行系统连接检查，给出连接错误信息或尚悬空的待连接端信息，通知用户连接出错并通过显示指出出错的图标。这个特点对用户系统的诊断是十分有效的。 （5） System View的另一重要特点是它可以从各种不同角度、以不同方式，按要求设计多种滤波器，并可自动完成滤波器各指标如幅频特性（伯特图）、传递函数、根轨迹图等之间的转换。 （6） 在系统设计和仿真分析方面，System View还提供了一个真实而灵活的窗口用以检查、分析系统波形。在窗口内，可以通过鼠标方便地控制内部数据的图形放大、缩小、滚动等。另外，分析窗中还带有一个功能强大的“接收计算器”，可以完成对仿真运行结果的各种运算、谱分析、滤波。System View还具有与外部文件的接口，可直接获得并处理输入/输出数据。提供了与编程语言VC+或仿真工具Matlab的接口，可以很方便的调用其函数。还具备与硬件设计的接口：与Xilinx公司的软件Core Generator配套，可以将System View系统中的部分器件生成下载FPGA芯片所需的数据文件；另外，System View还有与DSP芯片设计的接口，可以将其DSP库中的部分器件生成DSP芯片编程的C语言源代码。 第二章 正交振幅调制 数字调制具有3种基本方式：数字振幅调制、数字频率调制、数字相位调制，这3种数字调制方式都存在不足之处，如：频谱利用率低、抗多径抗衰弱能力差、功率谱衰减慢、带外辐射严重等。为了改善这些不足，近几十年来人们不断提出一些新的数字调制解调技术，以适应各种通信系统的要求。其主要研究内容围绕着减小信号带宽以提高信号频谱利用率；提高功率利用率以增强抗噪声性能；适应各种随参信道以增强抗多径抗衰落能力等。例如，在恒参信道中，正交振幅调制（QAM）方式具有高的频谱利用率，因此正交振幅调制（QAM）在卫星通信和有线电视网络高速数据传输等领域得到广泛应用。所谓正交振幅调制是用两个独立的基带波形对两个互相正交的同频载波进行抑制载波的双边带调制。在这种调制中，已调载波的振幅和相位都随两个独立的基带信号变化。采用多进制正交振幅调制，可记为MQAM（M2）。增大M可提高频率利用率，也即提高传输有效性。下面介绍MQAM的基本原理。 MQAM信号的星座图MQAM信号表示式可写成 (2.1.1)其中，Ai和Bi是振幅，表示为 (2.1.2)其中，i,j=1,2,，L，当L=1时，是4QAM信号；当L=2时，是16QAM信号；当L=4时，是64QAM信号。选择正交的基本信号为 (2.1.3) 在信号空间中MQAM信号点 (i,j=1,2,L) (2.1.4) 图2.1.1是MQAM的星座图，这是一种矩形的MQAM星座图。 图2.1.1 MQAM信号星座图为了说明MQAM比MPSK具有更好的抗干扰能力，图2.1.2示出了16PSK和16QAM的星座图，这两个星座图表示的信号最大功率相等，相邻信号点的距离d1，d2分别为： 2DPSK 16QAM 结果表明，d2d1，大约超过1.64dB。合理地比较两星座图的最小空间距离应该是以平均功率相等为条件。可以证明，在平均功率相等条件下，16QAM的相邻信号距离超过16PSK约4.19dB。星座图中，两个信号点距离越大，在噪声干扰使信号图模糊的情况下，要求分开两个可能信号点越容易办到。因此16QAM方式抗噪声干扰能力优于16PSK。图2.1.2 16QAM和16PSK的星座图MQAM的星座图除正方形外，还有圆形、三角形、矩形、六角形等。星座图的形式不同，信号点在空间距离也不同，误码性能也不同。MQAM和MPSK在相同信号点数时，功率谱相同，带宽均为基带信号带宽的2倍。 2. 2 QAM的调制解调原理MQAM的调制解调框图如图2.2.1所示。在发送端调制器中串/并变换使得信息速率为Rb的输入二进制信号分成两个速率为Rb/2的二进制信号，2/L电平转换将每个速率为Rb/2的二进制信号变为速率为Rb/（2lbL）的电平信号，然后分别与两个正交载波相乘，再相加后即得MQAM信号。在接收端解调器中可以采用正交的相干解调方法。接受到的信号分两路进入两个正交的载波的相干解调器，再分别进入判决器形成L进制信号并输出二进制信号，最后经并/串变换后得到基带信号。MQAM调制MQAM的解调图2.2.1 MQAM调制解调框图2.3 QAM的误码率性能矩形QAM信号星座最突出的优点就是容易产生PAM信号可直接加到两个正交载波相位上，此外它们还便于解调。对于M下的矩形信号星座图（k为偶数），QAM信号星座图与正交载波上的两个PAM信号是等价的，这两个信号中的每一个上都有个信号点。因为相位正交分量上的信号能被相干判决极好的分离，所以易于通过PAM的误码率确定QAM的误码率。M进制QAM系统正确判决的概率是式中是进制PAM系统的误码率，该PAM系统具有等价QAM系统的每一个正交信号中的一半平均功率。通过适当调整M进制PAM系统的误码率，可得其中是每个符号的平均信噪比。因此M进制QAM的误码率为)可以注意到，当k为偶数时，这个结果对M情形时精确的，而当k为奇数时，就找不到等价的进制PAM系统。如果使用最佳距离量度进行判决的最佳判决器，可以求出任意k1误码率的严格上限其中是每比特的平均信噪比。2. 4 QAM的改进方案 为了适应不同的需要，QAM有一些改进方案，如正交部分响应幅度调制（MQPR）、非线性正交振幅调制（NLA-QAM）、叠加式正交振幅调制（SQAM）等，还可以把QAM调制与信道编码技术结合起来设计，取得最优的可靠性和有效性，这种技术称为网格编码调制（TCM）。1.MQPR调制这是一种在多电平正交调制中，上下两支路的同相和正交基带信号都用部分响应信号（通常采用第类和第类部分响应）的调制方式。QPR与QAM相比，在相同信息传输速率条件下，严格带宽受限的QPR优于QAM。2.NLA-QAM调制QAM信号在进行传输之前，还要进行功率放大，而高效的功率放大是非线性的功率放大器，故而需考虑非线性对QAM的特性没有明显的影响措施，这就是NLA-QAM调制。NLA-QAM信号的产生方法与QAM不相同，但解调的方法与QAM完全一样。3.SQAM调制QAM调制信号在码元转换时刻有相位跳变的时刻，旁瓣分量比连续相位的调制信号要高。要改善QAM的频谱特性，应改善其基带波形以平滑码元转换时的相位变化，SQAM就是从这个角度提出的。SQAM的基本脉冲波形是由两个宽度为TB的升余弦波形与一个宽度为2TB的升余弦波形叠加而成。采用正交调制方式时，在下支路要延时TB/2，并且上下两支路放大倍数相差60dB。SQAM信号的功率谱与QAM相比，旁瓣分量得到有效地抑制。 第三章 SYSTEMVIEW概述3. 1 systemview基本模块库介绍3.1.1systemview的基本模块库介绍信号源脉冲串Pulse Train 参数: 1.幅度 2.频率(HZ) 3.脉冲宽度(秒) 4.偏置 5.相位 功能: 产生具有设定幅度和频率的周期性脉冲串，脉宽由设置决定。y(t)=+-A*PT(t)+Bias 有方波选项。 高斯噪声Gauss noise 参数: 1.标准差或功率谱密度(W/Hz) 2.均值 功能: 产生一个具有高斯分布的随机信号。 正弦波Sinusoid 参数: 1.幅度 2.频率 3.相位 功能: 产生一个正弦波：y(t)=Asin(2PIfct+*) 算子库采样器 Sample 参数: 1.采样速率 2.采样点时间宽度 3.采样时间偏差 功能: 按设定的采样率采样，输出的结果是输入信号在采样宽度内的线性组合。 采样延迟 Smple Delay 参数: 1.延迟点数 2.初始化条件 3.图符属性(主动/被动) 功能: 增益 Gain 参数: 1.单位选择2.增益 功能: 对输入信号进行放大。 逻辑非 Not 参数: 1.门限 2.True值 3.False值 功能: 对输入信号作逻辑非运算。 低通滤波器功能：将信号中的高频分量滤除函数库限幅 Limit 参数: 1.最大输入2.最大输出 功能: y(t) =( OUTmax /INmax)x(t), |x(t)| INmax = OUTmax sign(x(t), 其它情况 频率调制 FM 参数: 1.载波幅度A 2.频率fc 3.相位q 4.调制增益G 通信库PN序列产生器 PN Gen参数: 1.寄存器长度（最大33位）2.种子3.时钟门限4.真假输出值5.抽头项功能: 产生伪随机序列码。误码率测试器参数：1、BER实时值2、BER累计平均值3、错误总数功能：实现误码率测量逻辑库与 AND 参考型号: 通用参数: 1.输出延时2.输出真假值3.阈值功能: 两个或两个以上的逻辑信号与操作。与非 NAND 参考型号: 通用参数: 1.输出延时2.输出真假值3.阈值功能: 两个或两个以上的逻辑信号与非操作。或 OR 参考型号: 通用参数: 1.输出延时2.输出真假值3.阈值功能: 两个或两个以上的逻辑信号或操作。D触发器 FF-D-1 参考型号: 7474参数: 1.输出延时2.输出真假值3.阈值功能: 带置位、清零输入，上升沿触发的D触发器。单刀双掷开关 SPDT 参考型号: 自定义参数: 1.输出延时2.阈值功能: 由数字信号控制的单刀双掷开关信号接收计算库分析 Analysis 功能: SystemView的基本信号接收器。该接收器平时无显示，必须进入系统分析窗口才能观察和分析输出结果。以及其他器件：加法器功能：实现多路信号的加法乘法器功能：实现多路信号的乘法 第四章 16QAM调制解调系统实现与仿真 前面两章简单介绍了16QAM的调制解调和SYSTEMVIEW的工作原理，下面本文将用MATLAB数学软件中的SYSTEMVIEW模块实现16QAM调制、解调通信系统，并进行仿真。由第二章MQAM的调制解调原理可以得出，16QAM的调制解调框图如下所示： 图4.1 16QAM的调制解调框由图4.1可以知道，16QAM的调制解调原理比较简单，接下来，我们将通过调制与解调两大模块来介绍SYSTEMVIEW下16QAM的仿真结果，并且将对仿真结果作出分析并对系统进行一定的优化，从而获得较好的系统模型。下页为本次仿真的系统总体电路图： 图4.2 16QAM调制解调电路框图 4.1 16QAM 调制模块的模型建立与仿真 通过对图4-1中16QAM调制原理框图的分析，16QAM一个码元所携带的信息为即4bit，是一般基带数字调制（QPSK）码元携带信息量的2倍。而且16QAM调制是由两路相互独立的信号进行调制，一个16QAM码元宽度是基础信号的2倍。以下我将对系统仿真框图中的各模块进行简单的介绍：4.1.1信号源部分本次仿真在信号源部分采用了伪随机序列发生器，本系统只对基带信号码元速率设定为1000kbps，如果需要其他速率，只需将系统中的各个器件参数进行修改即可。下面为信号进行调制的电路框图：图4.3 调制单元电路框图说明：信源t50为激励信号，其参数如图中所示，t51为伪随机序列发生器，其参数也显示了出来。从t50中的频率和脉冲宽度可以看出伪随机序列的输出脉冲宽度也就是码元周期为0.001s，即pulsew*2=0.001s。T64为串并转换模块，将信源分成两路输出。T96和t128是2-4电平转换模块，该部分是将之前的两路信号再进行串并转换然后进行二四电平转换。4.1.2 串并转换模块由于系统仿真总框图涉及模块较多，为不失美观同时又能显的浅显易懂特将串并转化作成一个单独子系统而嵌入总系统中。在这里，为了进行波形的说明，我将系统时间设定的比较短，所以在观察波形的时候，比较容易进行分析，该子系统内部框图如下所示 图4.4 串并转换模块由图可知，本子系统有一个输入端口和两个输出端口。1、 t45为时钟序列，以双极性为脉冲序列，作为t47和t52的触发器时钟信号。系统首先将输入的伪随机序列同时送入两个触发器的数据端端口。t48和t53对触发器提供使能端及清零端的偏置。2、 由于触发器的置数端和清零端都是低电平有效，所以设置正弦信号发生器频率和相位都为0，并以余弦端输出至两个端口端，这样触发器就能正常工作。3、 我们知道，触发器是在上升沿出现的时候输出数据，当一路信号送至t47时，t45的脉冲处于下降沿时，经过t60的非门取反，对于t47就是上升沿，从而将该信号经t47输出到t54，而此时该下降沿对于t52和t54都是没有用的。4、 当t45的脉冲处于上升沿时，将t61中的数据送至t52中，由于非门的作用，t47不再输出数据，所以第二个码元信号就从t52输出了。同时由于第一次下降脉冲时，第一个码元信号处于t56的输入端，此时的脉冲对其有用，从而将第一个码元从t54输出。总体而言，就是单数码元从t54输出，双数码元从t52输出，所以就实现了串行到并行的转换。5、 实际运行中各路信号图形如下所示，图中从上往下依次是串行输入t55、并行输出1（t56）和并行输出2（t57）的波形。由图可以得出经串并转换之后，并行输出的每一路码元传输速率降为了原来的一半，这也正是实际运应中所要求的。和假设不同的是每一路输出信号前边都多了一个0码元单位，这是由于系统延时所造成的。当然这种延时对于后面各种性能的研究是不会造成影响的。 图4.5 串并转换各路信号图分析：1、 对于第一个信号，是串行信号，二进制信息为110111100001000101,对于第二个信号，是并行输出第一路，二进制信息为010110000001,对于第三个信号，是并行输出第二路，二进制信息为0111001011011,我们将第一路与第二路进行合并可以得到合并后的信息0011011110001,这与第一路的串行信息是对应的。可见串并转换成功。2、 从得到的波形信息可以看出，并行信号的码元宽度是串行的两倍，这也是实际中所需要的。当然，与实验电路中t45的脉冲设置也有关系。T45的脉冲宽度与信源码元宽度是一样的。从而在作为时钟信号的时候，可以将输出的码元宽度提高一倍。4.1.3 2/4电平转换模块对于2/4电平的转换，其实是将输入信号的4种状态（00,01,10,11）经过编码以后变为相应的4电平信号。这里我们选择的映射关系如下表所示： 映射前数据 电平/V 00 -3 01 -1 10 1 11 3表41 2/4电平映射关系表 根据以上映射关系，我们可以很容易的找出它们之间的一个数学关系。这里输入信号为两路二进制信号，假设它们是ab，则在a=1时让它输出一个幅度为2的信号，当a=0时输出幅度为-2的信号。同理当b=1是让它输出一个幅度为1的信号，当b=0时输出幅度为-1的信号。如此一来便可以得到下面的结果： 当ab=00时 输出： y=-2 + -1=-3； ab=01时 y=-2 + 1=-1； ab=10时 y=2 + -1 =1； ab=11时 y=2 + 1 =3； 由上所示我们可以得出：再设计2/4电平转换模块的时候，我们需要先将输入信号再次进行串并转换，每路信号做一个简单的判决，再用一个相加模块便可实现2/4电平的转换功能。具体电路如下所示：说明：1、 该电路部分是总图中的t96子系统的内部详细结构。各个器件参数具体值可见图中所设置的。2、 对于t67、t72、t74所组成的电路就是之前进行的串并转换电路。但要注意，此时t66的脉冲序列周期要变成原来的两倍，这是因为经过串并转换后，并行电路的码元宽度变成串行的两倍。3、 t83、t86是单刀双掷开关。这里是利用了其在输入与门限值比较大小而输出根据比较的不同选择不同的输入。其输入为input1和input2，以及control threshold（控制端口）。在输入值比设定的门限值大时，输出为input1的值，反之为input2的值。4、 对于t83，其input0为t81提供，t81为正弦函数，设定频率和相位为0，幅度为-2，取cos输出接至t83input0。另一个input1由t82提供，幅值为2。T83的控制端为并行输出的第一路，也就是原理中的a。5、 对t86与t83设置相似，但是其input0和1分别由提供-1和1的正弦信源提供。我们假设t74和t72输出为11，那么根据电路中的逻辑关系，得到的就是t83输出2，t86输出1，经过t96的相加器，其输出就是3.这样就完成了24电平转换图4.5 2/4 电平转换模块以上电路中各器件的输出波形图如下所示：说明：1、该模块是前面t56观察窗（第一次串并转换输出的第一路信号）的二四电平转换电路。首先是t56的信号，后两个是t76和t77信号，这两个是t56经过了串并转换后的输出信号。具体信号变化就不在分析。整体上我们可以看出信号的码元宽度又变为原来的两倍。2、下面是将t76、t77两个信号进行24电平转换的结果。从图中可以看出前面24电平转换获得成功。我们以前几个信号为例：t76前几个码元为0001000，t77为011000，那么其对应的四电平就是00（-3），01（-1），10（+1），00（-3）等。这与第三个波形结果相同，也说明了电平转换得到成功！图4.6 2/4电平转换模块各点波形对于另外一路信号运用同样的模块进行仿真即可得到相应的2-4电平转换结果。4.1.4 其余模块 除以上所述的两个子系统外，调制阶段还包括正余弦信号发生器、加法器、乘法器、频谱示波器和离散时间信号发散图示波器等。在这里我们将载波频率定为5KHz，由于数字信源在经过串并转换和二四电平转换后码元速率已经降为信源的1/4，为250Kbps，按照载波速率为码元速率的10到20倍，我们取5KHz的载波所得到的调制信号是符合要求的。需要改变时对载波进行频率变化即可。所以载波信号发生器t129的参数设置如下所示： 上图中先将两路正交的信号和成一个复信号后，经离散采样加入到了信号发散图示波器，这样就可以得到原始信号的星座图了。 进行调制仿真得到的调制输出波形和星座图分别如图4.7和图4.8所示。 图4.7 16QAM调制波形分析： 上图中一三行为并行输出的两路四电平信号，二四行为一三行分别与正交载波相乘后所得的两路信号。最后一行为它们的和信号，也即为最终调制信号。至此16QAM信号的调制也就结束了。 图4.8 16QAM的星座图此时的最终调制信号还未加入高斯噪声，所以得到的信号星座图比较清晰，是理想情况下的。下图为加入高斯噪声之前和之后的信号对比：图4.9 调制后信号与加入高斯噪声后信号对比可见加入高斯噪声之后，信号的幅度发生了干扰，但是整体上还是反映了一定的信号形状。4.2 16QAM解调模块的模型建立与仿真 16QAM解调原理框图如图4.1所示，解调器实现的核心在于4/2电平判决模块及并串转换模块。在本次仿真中，载波恢复输出的同频同相波是直接由调制模块中的载波提供的，也就是说在仿真实验中并没有做载波恢复。4.2.1 相干解调系统先前所得的16QAM调制信号通过高斯白噪声信道以后便可以解调了。本系统所采用的解调器原理为相干解调法，即已调信号与载波相乘，送入到低通滤波器，其对应原理图中信号输入并与载波相乘后通过LPF的部分，输出送入到判决器判决，在这里，低通滤波器的设计很重要，在Systemview中提供了一些滤波器，我们可以加以利用，但它的参数设定对后续判决产生误差有很大关系，所以要对该滤波器的参数设定要慎重。在本实验中涉及的仿真滤波器均选择贝塞尔低通滤波器。这里对LPF的参数设定如下，而输出波形如图4.10所示。下面为解调部分总电路和低通滤波器的参数值设置：图4.10 解调部分总电路电路说明：1、 这部分电路分为直接用与调制端相同的载波进行解调和用设计的锁相环进行锁相之后进行解调两个部分。将两个结果进行对比。2、 锁相环t164内部具体电路如下，FM参数见图中所示。Fm为调频器。将其内部参数的频率值设定为5KHz与调制载波频率相同。两路输入均为经过调制后的信号。将其与Fm输出的同相和正交分量进行相乘，然后会得到高频分量，经过低通滤波器后将高频分量滤除，就会得到相应的相位信息，再将两路相位信息相乘经过环路滤波器，该相位信息反映了输入信号与Fm产生的载波的相位差，从而可以调整Fm的输出信号的相位。具体数学模型见下：PN码产生器载波产生器VCOLF低通低通锁相环原理框图3、 锁相环电路原理框图在这里，我们假设t172输入的信息表达式为，经过与Fm输出的载波相乘后得到,经化简可得：，同样t166的输出是再经过低通滤波器后将的频率滤除，得到和。这两个信号经过t171相乘器后得到。再经过带通滤波器后得到相位信息。该相位信息由在Fm调频器中反映出Fm的输出信号相位情况。Fm的功能函数为：，其输入经过积分就可以改变Fm输出载波的相位，从而达到调节相位的作用。说明：FM为调频器，所以其频率初始应与接收信号调制时的设置不同以表现其调频作用，这里设为5002Hz，调制增益为7.2Hz/V。同时两个低通滤波器的参数设置进行了变化。定位900Hz，能够达到滤波的作用。T169截止频率设定为300Hz，将得到的压控信号进行再次滤波，是环路滤波器的作用。图4.11 锁相环内部结构电路及参数设置下图为低通滤波器滤除的信号和没有滤波而只是载波与接收到的信号相乘的波形。第一个为低通滤波后的波形，第二个为接收信号与载波相乘的波形，可见经过滤波，将高频分量滤除了，得到的信号与之前的信号包络相似。下图为没有经过锁相环直接用与调制端同频同相载波和经过锁相环产生的载波解调后再经低通滤波器后得到的波形：（另外一路信号与之相似，不再对比）图4.10解调后信号对比4.2.2 4/2电平判决由于前面采用的是模拟低通滤波器，所以在4/2电平判决之前得到的是一个模拟的4电平信号。之后要想得到2电平的数字信号，需经一系列的抽样、量化和编码。这里我们再次使用子系统这一概念，假设上述模块输入为x，输出分别为为y、z1、z2，则它完成的功能是： 这样两路二进制信号经并串转换后，便完成了以下映射关系，也最终实现了4/2电平的转换。 映射前数据 电平/V -3 00 -1 01 1 10 3 11表4.2 4/2电平映射关系表T501所包括的42电平判决子系统如下图所示：图 4.11 4/2电平转换模块说明：1、 对于电平判决，我们可以将四电平分成两级，第一级为门限值为0V的一级。这一级将四电平分为正值和负值，正值时两位二进制输出的第一位为1，负值时两位二进制输出第一位为0。第二级分成两个部分，第一个部分判决门限为2V，在第一级输出为1的前提下，如果第二级大于2V时输出第二位为1，小于2V时输出第二位为0；同样在第一级输出为0的前提下，如果第二级大于-2V时输出第二位为1，小于-2V时输出第二位为0。该部分的功能是有电路中t464、t467、t466实现的。2、 在实际电路中，为了判决的精确性，三个判决门限设定为2.1V，0.1V，-2.2V，这是在对比了经过低通滤波器后的波形与之前得到的四电平波形对比得到的。如下图中，拿绿色波形（经过低通滤波器后的波形）与黄色的波形对比，后面有一部分绿色为0，但是经过判决应该得到的数字波形值为1，这是将判决门限设定为0就会有很多毛刺或者判决错误。在不引起其他电平判决出错的情况下，我将判决电平设定为0.1V，这样得到的波形也比较理想。其他几个判决门限也是经过这样的思考后确定的。3、 T473是完成对第二级输出的组合。由于第二级输出的二进制由t466和t467产生，所以必须在第一级确定的情况下对第二级输出进行选择。T473实现的就是这个功能。T473的输入控制端由t464提供，也就是第一级输出的二进制控制。在第一级输出为1时，我们控制t466的结果输出即可，所以t473的input1与t466输出端相连，input0与t467输出端相连。从而完成了第二路（就是并行数据第二路）的数据输出。4、 对于该部分，t470为第一路输出，应该与前面的t76，我们看下面的波形就可以知道。在下面的波形中，大体上可以看出判决是正确的。但是由于模拟信号变为数字信号时所设定的判决门限会使得判决时码元宽度的不同，所以具体来讲码元宽度不完全相同。在下面的信号整形中，我们会消除这一缺点。图4.12 t76与t470信号对比4、t474输出的波形应该与前面的t77对应，我们看下面的对比波形。下面的对比波形中，第一个为t77，第二个为t474。可以看出，在t474中，有很小的部分，码元出现了突变。这个可以从原理上解释。由于开关门限判决是对模拟信号判决的，二进制数字信息在被判决出后，已经不会是与之前的信号绝对同宽度。所以在进行第二路判决时有部分毛刺。其实在第一路进行判决的时候已经可以预测出来这一结果了。图4.12 4/2电平转换中各点波形毛刺消除电路：鉴于前面所得到的判决信息有部分毛刺，这对以后进一步进行并串转换有很大影响，我设计了下面的电路进行毛刺消除。电路中各个参数已经显示出来了。电路原理主要是通过观察之前的信号中，毛刺所占一个码元的时间很少，而正常情况下，经过判决后，一个码元周期应该是0.004s，所以根据D触发器的特性，在一个时钟周期内，输出信号不会变化，只会与时钟上升沿时的输入有关，然后持续一个时钟周期。所以在这里，D触发器的时钟信号源t441的时钟周期应该为0.002s，选择这样的时钟周期的原因是经过两个脉冲即为一个时钟信号，从而可以得到相应的码元周期比较准确的结果。在这里加入一个t447非门的主要原因是前面由于延时的原因，会使时钟上升沿判决时正好与信号跳变在一起，引起不能预料的结果。图4.13 毛刺消除子系统T449为经过毛刺消除后的信号，改信号应该与之前的t474对应，与调制之前的t77相对应。我们看下面的波形对比情况：第一行位t77，也就是调制之前的信号，第二行为t474，为判决后的信号，第三号为t449，为消除毛刺后的信号。第三路和第一路信号是基本相同的，除了有写延时以外，可见这个电路是比较成功的。对另外一路信号，进行同样的电路就可以完成判决和信号整形了。图4.14 毛刺消除后波形对比4.2.3 并串转换 本系统中的并串转换模块由两个异或门，一个与门，两个D触发器构成。我们以下面的数字电路做说明。图4.15 用数字电路实现并串转换电路该电路中，第一个输入为并行数据的第一路输入，第二个为其中一个时钟信号，第三个为两个触发器的输入时钟信号，第四个为并行数据第二路信号。D触发器的清零和置数端口不再说明。时钟的设置是，第二个输入时钟周期（一个时钟周期包括一个上升单元和下降单元）与输入信号相同，第三个输入（D触发器的时钟）时钟周期为输入信号的一半。当第二个输入为0时，第一路信号可以通过与门送至后面的或门，而第二路信号的输出端不能通过与门到下一级或门，所以此时D触发器的输出为第一路信号。当第二个输入为1时，则第二个触发器的输出信号可以通过与门送至第一个触发器的输入的，经触发器CLK激发即可输出第二路信号。从而实现并变串的转换。下图为仿照数字电路的systemview电路连接。各个器件的参数设置如下，可以从中看出两个时钟的脉宽与前面分析的一致。图4.16 systemview并串转换子系统所以，当输入脉冲序列为0时，选择器输出第一路信号；当输入脉冲序列为1时，选择器输出第二路信号。这样本次仿真经并串转换以后便最终实现了16QAM信号的解调，其并变串波形如下，t246为并变串的输出，应该与前面进行2-4电平转换时输入的t56相对应。可见并变串是正确的。这只是4-2电平变换后的并串转换波形。对于另一路4-2电平变换的并串转换也可用同样的子系统。将最后得到的两路信号在进行并串转换即可。该电路图部分中t440和t721实现的就是上面的经过四二电平转换和波形整形后进行的并串转换子系统。在t1002中再次调用并串转换子系统，即可将最后的两路并行信号转换成串行信号。但是要注意此时的两个时钟信号脉宽设定。由于t440和t721的输出信号码元周期已经发生变化，所以按照之前设定的比例，就要重新设定两个脉宽。具体设定如下：经最后的转换输出波形应与最初的信源波形一样，也就是t808要与信源t55相同。我们看下面的波形即可： 分析：上图中，两个信号分别为信源输出波形和解调输出波形，从波形上来看，第二路输出结果是正确的，但是存在时间上的延时，但整体来讲解调得到的信号是完全正确的。第五章 16QAM抗噪声性能研究5.1 16QAM的误码率性能的systemview仿真在对数字调制系统或数字调制信号进行分析时，常借助二维平面的信号星座图（Signal Constellation）来形象地说明某种数字调制信号的“幅度-相位”关系，从而可以定性地表明与抗干扰能力有关的“最小信号距离”。我们以16QAM系统为例，发送端理想的信号星座图如图1所示。在接收系统输出，由于信道特性不理想和干扰噪声的影响，信号点产生发散现象，信号点的发散程度与信道特性不理想程度和噪声强度有关。图2为接收滤波器输出在有噪声时的信号星座图，这张图是SystemView经过大量统计分析得到的，每组4电平基带码正交矢量合成为一个信号点。除可以观察信号星座图外，利用SystemView还可观察信号的相位转换图。在出现信号星座图显示活动窗口后，单击分析窗中第二行“工具栏”的按钮4（点绘）可观察星座图，单击按钮5（连点）可观察信号的相位路径转换图，两种操作可相互切换。点的大小可利用“PreferenceSmaller Points in Normal/small/pixel”命令修改。 图一、16QAM信号星座图（未加噪声时理想情况）图二、16QAM信号在加入高斯白噪声后的星座图分析：从加入高斯白噪声后的星座图中我们也可以看出：16QAM信号的判决门限其实是比较大的。也就是说它的性能比较好。能够在较大的误码率下解调出正确的结果。图三、信号的相位路径转换图（未加噪声时理想情况）说明：信号的相位路径转换图（理想情况下）其实就是星座图的另一种反映形式。表明了型号相位及幅度之间转换的关系。这是经过多个周期后的运行后得到的转移图像。图四、经过高斯白噪声后解调出的信号星座图对于QAM，可以看成是由两个相互正交且独立的多电平ASK信号叠加而成。因此，利用多电平误码率的分析方法，可得到M进制QAM的误码率为： 式中，Eb为每码元能量，n0为噪声单边功率谱密度。下图为测量误码率时的部分电路。说明：t51为信源信号。T1013为双极性信号变换为单极性信号。T1012为信号延时器，目的是将信源信号经过延时与解调信号一样。t1002为解调输出信号，将两个信号送至t1008（误码率测试器），进行误码率测试。后面的t1010为停止接受计算器符它的功能是当输入值超过设定的门限值时，停止本次仿真。这里我设定了门限值为200V，该器件与误码率测试器件的总错误数连接，其作用是将所有错误数加起来与200V的门限值比较，从而可以得到200V以内的误码率，经过循环可以得到信噪比变化后误码率的变化。t1014为示波器，其输出窗口会显示相应的时间对应的误码率。关于误码率测试器的参数说明：参数图如下，其中“No.Trials”为对比试验的比特数，通常这个取值有一定的要求。如果希望测出1e-4的BER，则至少进行1e+5个比特的对比试验。这样经过统计得到BER才比较可信。同时，系统的每个循环采样点数应该比这个比特数大。得到的结果才比较正确。由于系统内存的限制，本次仿真只能设定比特采样数为10e+3。如果过大就要修改系统的采样点数。这样系统就会溢出。不能达到正常的仿真。本电路部分需要进行另外的设定，电路如右边所示，T1016为一个增益器。该增益器需要如下设定：高斯噪声源（T135）与加法器（137）之间插入一个增益随每次循环改变的“Gain”图符块（T1016），执行“ToolsGlobal parameter Links”命令，出现一个“Global Token parameter Links”对话框，在其中的“Linked System Tokens”栏内单击选中“1016 Operator(Gain)”项（变成反白条），在“Define Algebraic Relationship F(Gi,Vi)”栏内输入“Gain”图符块的循环增益变化式：-3*cl-15，该式表示每次循环高斯噪声功率减小3dB，5次循环后“Gain”图符块的增益变成-30dB，最后，单击OK按钮关闭此对话框返回系统窗。T135为高斯噪声，这里设定其噪声功率谱密度为0.02，比较大，所以得到的误码率会比较大。下图给出了方形QAM的误码率曲线。图五、16QAM的误码率曲线分析：误码率反映了系统的抗噪声性能。进行误码率测量时采用了systemview的一个器件。该器件是将输入信源与解调出来的信号进行对比，然后与门限值比较，大于门限值则说明解调出错。最后统计出错误码元数与整个码元数比，得到误码率。由于本次系统设计时系统占用内存过大，所以系统仿真时间设定比较小循环次数比较少，观察到的后期误码率下降速度就不是很明显，与其他信号进行对比的时候也不方便观察，另外，要得到更低的误码率，需要将BER器件的比特数提高，同时系统的采样点数也要比比特数高，这样就会使得系统仿真占用内存更大，会出现仿真错误。但是总的来说得到的曲线还是反映了一定的16QAM的性能。随着信噪比的（横坐标）增加，误码率（纵坐标）下降。在仿真过程中有许多的因素决定着16QAM调制解调系统的抗噪声性能，例如滤波器的性能以及它的通频带的设计、抽样判决的位置、判决门限的设定和时间延迟等都或大或小的影响着它的结果。 下图六为理论上QAM与其它信号对比的误码率性能。可以看出，QAM信号的误码率性能还是比较好的。5.2 16QAM的误码率性能的systemview仿真用systemview进行16QAM误码率测量时有个问题就是当高斯噪声设定比较小的时候，其输出误码率不能达到理想的比较小的值。同时如果设定比特采样数过大，内存会溢出，不能仿真比较小的误码率结果，这两个问题一直不能很好的解决。下面我用matlab编程对QAM进行简单的误码率仿真。代码用理论推导的误码率公式和实验里经过调制解调和噪声干扰的进行对比。需要用到几个函数。分别为：1、 高斯白噪声函数：functiongsrv1,gsrv2=gngauss(m,sgma)% gsrv1,gsrv2=gngauss(m,sgma)% gsrv1,gsrv2=gngauss(sgma)% gsrv1,gsrv2=gngauss% GNGAUSS产生两个均值为m、标准差sgma的、互相独立的% 高斯随机变量。如果缺少其中一个输入参数，则取均值% 为0。如果既没有给出均值也没有给出方差，本函数将% 产生两个标准高斯随机变量。if nargin=0,m=0;sgma=1;elseif nargin=1,sgma=m;m=0;end;u=rand; %在区间(0,1)内的均匀随机变量z=sgma*(sqrt(2*log(1/(1-u); %瑞利分布随机变量u=rand; %在区间(0,1)内的均匀随机变量gsrv1=m+z*cos(2*pi*u);gsrv2=m+z*sin(2*pi*u);2、积分函数，用来对理论上16QAM的误码性能进行仿真function y=Qfunct(x)% y=Qfunct(x)% QFUNCT计算Q函数y=(1/2)*erfc(x/sqrt(2);3、对16QAM进行仿真时测量的误码率函数：functionp=cm_sm41(snr_in_dB)%p=cm_sm41(snr_in_dB)% CM_SM41求出16 QAM以dB为单位的给定信噪比的% 符号误码率N=10000;d=1; %符号间的最小距离Eav=10*d2; %每符号能量snr=10(snr_in_dB/10); %信噪比sgma=sqrt(Eav/(8*snr); %噪声标准方差M=16;%数据源产生如下for i=1:N,temp=rand; %在区间（0，1 )间的一个均匀随机变量 dsource(i)=1+floor(M*temp); %在1到16间的一个数，均匀的end;%接收信号for i=1:N, n(1) n(2)=gngauss(sgma); r(i,:)=qam_sig(i,:)+n;end;%判决、错误概率的计算numoferr=0;for i=1:N, %误码率量度计算 for j=1:M, metrics(j)=(r(i,1)-mapping(j,1)2+(r(i,2)-mapping(j,2)2; end; min_metric decis=min(metrics);if (decis=dsource(i),numoferr=numoferr+1;end;end;p=numoferr/N;4、16QAM系统进行蒙特卡罗仿真代码如下：clear allecho offSNRindB1=0:2:15;SNRindB2=0:0.1:15;M=16;k=log2(M);for i=1:length (SNRindB1), smld_err_prb(i)=cm_sm41(SNRindB1(i); %仿真误符号率end;for i=1:length (SNRindB2), SNR=exp(SNRindB2(i)*log(10)/10); %信噪比 theo_err_prb(i)=4*Qfunct(sqrt(3*k*SNR/(M-1); %理论误符号率end;%绘图曲线%semilogy (SNRindB1,smld_err_prb,*);holdsemilogy (SNRindB2,theo_err_prb);grid onxlabel(Eb/No in dB)ylabel(error probability)title(16QAM系统的误码率仿真)仿真结果如下：图六、理论上和实际仿真得到的误码率性能分析：通过仿真可以更加清楚的观察16QAM的误码率仿真结果。随着信噪比的下降，误码率不断下降，从而可以看出增加发射功率，也就是侧面提高了信噪比可以降低误码率。第六章 设计中的问题与总结 6.1 本设计总结 本文研究的重点是对基于SYSTEMVIEW的16QAM 调制解调系统进行设计与仿真，得到以下的结论 1. 对16QAM调制解调系统基本原理进行了较为深入地理解与分析，并且根据其原理构建了Systemview的仿真模型。 2. 较为熟悉地掌握了Systemview软件在通信系统设计与仿真的基本步骤与方法。 3. 利用Systemview 实现了16QAM调制与解调系统的设计，实现与仿真，并得到相应的调制解调波形，发现解调信号波形与输入信号波形存在一定时延，所以该系统的实时性有不足，但并不影响对误码率的检测