开关电源原理

第二章 开关电源原理2.1 开关电源的基本原理开关电源是运用现代电力电子技术，控制开关晶体管的开通和关断的时间比率,维持稳定输出电压的一种电源，简朴构造如图2所示。图-1 开关电源基本电路开关晶体管VT串联在输入电压VI和输出电压o之间，当晶体管T的基极输入开关脉冲信号时，则被周期性地开关,即轮流交替处在饱和导通与截止。假定T为抱负开关，则VT饱和导通时基极。发射极之间的压降近似为零，输入电压V经VT加至输出端;反之，在VT截止期间，输出为零。T经周期性开关后在输出端得到脉冲电压,且经滤波电路可得到其平均直流电压，输出电压如2-1式所示：（2-)为开关导通时间，T为开关周期，D为占空比。由此可见，开关稳压电源可以通过变化开关脉冲占空比，即开关导通时间来控制输出直流电压值7。.2 开关电源的工作流程开关电源一般由六大部分构成,如图2-2所示。第一部分是输入电路，它包具有低通滤波和一次整流环节。2V交流电经低通滤波和桥式整流后得到未稳压的直流电压Vi,此电压送至第二部分进行功率因数校正，其目的是提高功率因数,它的形式是保持输入电流与输入电压同相。第三部分是功率转换，它是由电子开关和高频变压器来完毕的,是把高功率因数的直流电压变换成符合设计规定的高频方波脉冲电压。第四部分是输出电路,用于将高频方波脉冲电压经整流滤波后变成直流电压输出。第五部分是控制电路，输出电压通过度压、采样后与电路的基准电压进行比较、放大。第六部分是频率振荡发生器，它产生一种高频波段信号，该信号与控制信号叠加进行脉宽调制,达到脉冲宽度可调。有了高频振荡才有电源变换,因此说开关电源的实质是电源变换8。图2 开关电源工作原理框图2 开关电源的调制方式开关电源电路的调制方式重要有：PWM、PF、PSM三种调制方式。脉冲宽度调制(PWM）方式,其开关频率恒定，通过调节导通脉冲的宽度来变化占空比,从而实现对输出能量的控制，称之为“定频调宽”；脉冲频率调制（PM)方式1，其脉冲宽度恒定，通过调节开关频率变化占空比,从而实现对输出能量的控制,称之为“定宽调频”;脉冲跨周期调制(SM)方式1，脉冲宽度恒定,选择性的跳过某些工作周期的方式调节输出能量的大小。 M调制WM调制方式是开关电源中最常采用的控制方式，通过负载端反馈信号与内部产生的锯齿波进行比较,输出一路恒频变宽的方波信号对开关管进行控制,根据负载状况实时调节开关管的导通时间，从而稳定输出电压。其工作波形如图2-3所示。图-3 M的工作原理图目前WM控制方式是开关电源中使用最普遍的，具有如下长处:在负载较重的状况下效率很高,电压调节率好,线性度高，输出纹波小，合用于电流或者电压控制模式。存在如下缺陷：输入电压调制能力弱,频率特性较差,轻负载下效率下降。2. P调制PM是开关电源中常常使用的调制方式。通过负载端反馈信号与基准信号进行比较，输出误差信号对工作频率进行调节，然后输出一路恒宽变频的方波信号对开关管进行控制,根据负载状况实时调节开关管的导通时间,从而稳定输出电压。其工作波形如图2-所示。目前P控制方式在开关电源中使用已经比较普遍,这种控制方式具有如下长处：在负载较轻时效率很高,工作频率高，频率特性好，电压调节率高，合用于电流或者电压控制模式。存在如下缺陷：负载调节范畴窄,滤波成本高。图2-4 FM的工作原理2.33PM调制PSM（Pulse Sipping ode）调制方式是开关电源中一种新的控制方式，称为脉冲跨周调制。将负载端反馈信号转换为数字电平,在时钟上升沿检测该反馈信号电平决定与否在该时钟周期内工作,调节开关管的导通时间，从而稳定输出电压。其工作波形图如图2-5所示。图2PSM 的工作原理目前PSM控制方式已经用于开关电源，具有如下长处:在负载较轻时率很高,工作频率高,频率特性好,功率管开关次数少,合用于小功率电源管理IC。存在如下缺陷：输出纹波大,输入电压调节能力弱。2 开关电源控制方式我们一般使用的开关电源都是基于PWM的调制方式,因此我们着重分析PWM方式下的控制技术。M控制技术重要分为两种:一种是电压模式WM控制技术,另一种是电流模式PM控制技术1。2.4.1电压模式PWM控制器开关电源最初采用的是电压模式PWM技术,基本工作原理如图26所示。输出电压Vo与基准电压相比较后得到误差信号。此误差电压与锯齿波发生器产生的锯齿波信号进行比较，由PWM比较器输出占空比变化的矩形波驱动信号，这就是电压模式PW控制技术的工作原理。由于此系统是单环控制系统，其最大的缺陷是没有电流反馈信号。由于开关电源的电流都要流经电感，因此相应的电压信号会有一定的延迟。然而对于稳压电源来说,需要不断地调节输入电流，以适应输入电压的变化和负载的需求，从而达到稳定输出电压的目的。因此,仅采用采样输出电压的措施是不够的,其稳压响应速度慢，甚至在大信号变化时,会由于产生振荡而导致功率开关管的损坏等故障发生,这是电压模式WM控制技术的最大局限性之处。图2电压模式PWM控制技术原理24.2电流模式PM控制器电流模式PWM控制技术是针对电压模式WM控制技术的缺陷而发展起来的。所谓电流模式PW控制,就是在PWM比较器的输入端直接用输出电感电流检测信号与误差放大器的输出信号进行比较,实现对输出脉冲占空比的控制，使输出电感的峰值电流跟随误差电压变化。这种控制方式可以有效地改善开关电源的电压调节率和电流调节率，也可以改善整个系统的瞬态响应。电流模式WM控制技术的工作原理如图2-所示9。电流型PW控制技术重要分为峰值电流控制技术和平均电流控制技术，这两种控制技术检测并反馈的是一种导通周期内电流变化的峰值和平均值。峰值电流控制技术:峰值电流模式控制是直接控制峰值输出侧电感电流的大小,然后间接地控制W的脉冲宽度。由于峰值电感电流容易检测,并且在逻辑上与平均电感电流大小变化一致。但是,峰值电感电流的大小不能与平均电感电流的大小一一相应，由于在占空比不同的状况下，相似的峰值电感电流可以相应不同的平均电感电流，而平均电感电流的大小才是唯一决定输出电压大小的因素。当系统PM占空比D50%时，固定频率峰值电流模式控制方式存在着固有的开环不稳定现象，需要引入合适的斜坡补偿，清除不同占空比对平均电感电流大小的扰动,使得所控的峰值电感电流最后收敛于平均电感电流。当外加斜坡补偿信号的斜率增长到一定限度时，峰值电流模式控制就会转化为电压模式控制。由于若将斜坡补偿信号完全用振荡电路中的三角波替代，就成为电压模式控制，只但是此时的电流信号可以觉得是一种电流前馈信号。峰值电流模式控制是双闭环控制系统(外环为电压环,内环为电流环)，电流内环是瞬时迅速按照逐个脉冲工作的。在该双环控制中，电流内环只负责输出电感的动态变化,因而电压外环仅需控制输出电压，不必控制储能电路。因此，峰值电流模式控制具有比电压模式控制大得多的带宽。图27电流模式PW控制技术的工作原理平均电流控制技术：平均电流控制需要检测电感电流，电感电流检测信号与给定的VE。进行比较后,通过电流调节器生成控制信号VC，VC再与锯齿波调制信号进行比较,产生出PWM脉冲。电流调节器一般采用PI型补偿网络，并可以滤除采样信号中的高频分量。两种电流控制技术的比较:峰值电流型控制技术的特点是以便、迅速,但是需要稳定性补偿;平均电流型控制技术的特点是稳定可靠,但是响应速度较慢，并且控制起来也比较复杂。因此,在实际应用中，峰值电流控制模式比平均电流控制模式应用更为普遍13。2开关电源工作模式以本设计所用的反激式变换器为例。所谓反激式是指变压器的初级极性与次级极性相反，如图-8所示。它是由开关管VT、整流二极管D1、滤波电容和隔离变压器构成的。如果变压器的初级上端为正,则次级上端为负，开关管V按照PWM方式工作。反激式变换器效率高,线路简朴,能提供多路输出，因此得到了广泛应用。图2- 反激式变换器基本电路反激式PM变换器有电流持续和电流断续两种工作方式。对初级绕组W1流经开关管的电流而言,它的电流是不也许持续的，由于开关管VT断开后，其电流必然为零，但此时在次级绕组W2中必然引起电流,故对反激式变换器来说，电流持续是指变换器两个绕组的合成安匝在一种开关周期中不为零，而电流断续是指合成安匝在开关管V关断期间有一段时间为零。当电流持续时，反激式变换器有两种开关模式,如图-中（a）（b)所示；而当电流断续时，反激式变换器有三种开关模式,如图2-中（a)(b)(c)所示。图2-9 不同开关模式下的等效电路2.51 电流持续时反激式变换器的工作原理如图2-9(a),在t=0瞬间,开关管VT导通,电源电压加在变压器初级绕组上，此时，在级次绕组中的感应电压，使二极管截止,负载电流由滤波电容C提供。此时，变压器的次级绕组开路,只有初级绕组工作，相称于一种电感，其电感量为,一次初级电流从最小值开始线性增长,其增长率为:(2-2）在时，电流达到最大值。 (2-）在此过程中，变压器的铁芯被磁化，其磁通也线性增长。磁通的增量为： (24）如图29(b),在时，开关管T关断,初级绕组开路，次级绕组的感应电动势反向,使二极管导通。储存在变压器磁场中的能量通过二极管释放，一方面给电容C充电，另一方面也向负载供电。此时,只有变压器的次级绕组工作，相称于一种电感，其电感量为。次级绕组上电压为,次级电流从最大值线性下降,其下降速度为： (2-5)在tT时，电流达到最小值。 (2-)在此过程中，变压器铁芯去磁，其磁通也线性减小。磁通的减小量为: （)2.5.2 电流持续时反激式变换器的基本关系在稳压工作时，开关管导通铁芯磁通的增长量必然等于开关管VT关断时的减少量,即,则由式(24)和式(2-7)可得： (28)式中,是变压器初、次级绕组的匝数比。当时,则有: (2-9)开关管VT关断时所承受的电压为Vi和初级绕组W中感应电动势之和，即： （2-10）在电源电压一定期,开关管T的电压和占空比有关,故必须限制最大占空比的值。二极管的电压等于输出电压V。与输入电压折算到次级的电压之和,即： (211)负载电流I就是流过二极管的电流平均值，即: (2-2)根据变压器的工作原理，下面的两个体现式成立： （-13) (2-14)由式(2-）和式(212)(-4）可得:(215)(2-1）和分别是流过开关管VT和二极管的最大电流值。2.5.3电流断续时反激式变换器的工作原理和基本关系如果在临界电流持续时工作,式(29）仍然成立。此时,初级绕组的电流最大值为,则，则负载电流为：(2-1）故有临界持续负载电流：(2-8)在D=5时,达到最大值：（2-19)于是式（2-8)可以写成：(2-0)式(220)就是电感电流临界持续的边界。在电感电流断续时不仅与占空比D有关,并且还与负载电流的大小有关。假设为续流相对时间，由一种开关周期内铁芯磁通增长量和减少量相等可得,故。又，则有: （21)式(2-2)表白：电流断续时,输出电压不仅与占空比D有关,并且还与负载电流的大小有关，当占空比一定期，减小负载电流就可以使输出电压升高。电流断续模式状况下,储存在原边电感中的能量取决于峰值电流的大小: （2-2）能量每个周期传递一次,(-23)这个方程告诉我们，一旦输入电压固定,如果要增长输出功率。那么只能T通过减少开关频率或者减少电感来实现。而如果开关频率也已经选定,那么只有通过减少电感才干增长功率。但是实际的电感均有一种最小值，断续模式工作的反激式变换器有最大输出功率的限制，一般低于14。2.6 本章小结本章重要简介了开关电源的基本工作原理，以及开关电源的工作流程。还简介了开关电源的调制方式,目前PWM控制方式是开关电源中使用最普遍的,具有如下长处：在负载较重的状况下效率很高,电压调节率好,线性度高，输出纹波小，合用于电流或者电压控制模式。因此本设计将采用P调制方式。W控制技术重要分为两种：一种是电压模式M控制技术,另一种是电流模式PM控制技术。由于电流控制方式对输入电压反映迅速,因此本设计将采用电流控制方式。本章还简介了开关电源的工作模式,由于不持续模式反馈环路稳定，且本设计的功率较小,因此采用不持续模式。第三章 开关电源中使用的控制器件3.1高频变压器使用变压器一方面是隔离开输入和输出，使电源的使用符合安全规范的须要。变压器次级绕组匝数的不同，也可以同步提供不同的电压。目前为了减少变压器的体积,一种重要的措施就是提高电源的工作频率，和使用磁集成器件1。3.1.1磁化曲线和磁滞回线图3-1 变压器磁芯的磁化曲线和磁滞回线如图-,作为正激和桥式变换器，大都工作在区域1和2。这两个区的特点是:外磁场很小,并且磁化过程是可逆的。对1区有。为起始磁导率。显然是线性的。对输出功率不大、频率不高的电源变压器，可以极为精确的计算工作时的值。在2区有。其中b为瑞利常数。这个区域己经不是线性的了。但磁化过程仍然可逆。一般针对这两个区，在工程应用上我们仍然取近似公式：。由于可逆，故正激变换器几乎没有磁滞(事实上由于工艺等因素,仍然存在不可逆磁化,只但是比较小)。对于输入输出相似的电源，若分别采用正激和反激拓扑,只要工作频率相似，正激变压器的效率一定高于反激变压器。对于反激变压器而言,其工作区域是1，2,区。其中3区属于不可逆磁化区。这个区域是磁滞的重要形成区,故反激变压器定有磁滞损耗的成分。它是工作在中档磁场范畴内,此时虽然磁场的变化范畴很小，B的变化也十分明显,其磁导率迅速增大并达到最大值，这个区也是最大磁导率区。显然1，2,3各区的磁导率并不相等。但在变压器的参数计算时，我们采用公式。其中为有效磁导率，使将1,3中的B曲线等效为一根直线得出的B和H的比值。需要阐明的是这个式子适应于以DCM方式工作的反激变换器。以CCM方式工作的反激变换器，精确的计算须使用增量磁导率。正激变换器中的储能电感的计算同样要考虑DCM方式使用，CM方式使用增量磁导率。对于最大磁滞回线。磁化过程不能按原路返回，则必然有能量的消耗,磁化一周消耗的功率就等于磁化曲线包围的面积。为减少功耗，我们在选择磁芯时,总是但愿磁滞回线越瘦越好。这样才更近似于一条过坐标零点的直线。当用公式时，才更接近实际状况。由于是个近似的公式，而磁芯的又是随温度的上升而减少，因而在设计变压器时B值一定要留有余量。(DCM方式一般不应超过其标称值的2/3，注意这个值相应产品也许工作的最高温度)，如果该值余量不大,电源过流保护的流限延迟,也必须考虑。一般状况，一种设计对的的电源,满负载状况下,在全电压输入范畴内开环工作,变压器的磁芯是不会饱和的。对于变压器而言,如果所有的次级绕组都不相连,则初级绕组就相称于一种电感,流过初级绕组的所有电流，都是磁化电流。在直流状态，变压器相称于短路元件，不能传递能量，当磁化电流很大时,变压器将饱和，此时,传递能量的效率急剧下降在实际的工程测量中，测量某个绕组的漏感,一般把其她绕组所有短路进行测量。次级绕组开路时的初级电流即为励磁电流。相应次级开路时的初级电感则可近似觉得是励磁电感。对于一种固定的变压器，励磁电流重要决定于施加在初级绕组上的电压，而励磁电感是一种真实的电感，抱负变压器仅仅是一种传递能的黑盒子。对于正激变压器和类似正激变压器工作的变换器，必须要有磁复位,励磁电感通过复位电路,实现伏秒平衡。反激电源不须要磁复位,由于,反激变换器工作的过程，自身就是一种磁复位的过程。常用的复位电路有L谐振复位,R或CD复位，有源钳位,单绕组复位。3.1.2气隙的控制对反激变压器,本质是个电感。其所有电流都为励磁电流，由电感的储能公式：知，要增大其储能,表面看来可采用两种方式：第一,增大电感量(即增长匝数)。这样变压器的体积会大大增长，尚有一种问题是,由于磁芯的不变，则最大工作电流必然减小，因此采用增大电感量来增长储能是不明智的。第二,就是增长工作电流。电流对磁芯储能的规定成平方倍增长，最后导致磁芯总储能的增长。虽然开气隙后的磁导率不不小于未开气隙时的磁导率，但达到磁芯磁化饱和的磁场强度(与电流成正比）却大大增长了。有助于储存更多的能量。加气隙后磁阻的增大，必然增长漏磁，特别是在气隙的周边.如果要减小漏感则线圈可直接绕在气隙上，但在气隙周边的线圈将处在很强的变化磁场中,会在导线中产生局部涡流,长时间后会把漆包线烧变色。对于气隙分散的铁粉心，减小漏感的最佳方式是分散的均匀的绕满整个磁芯。如下是有关变压器气隙的计算体现式。一方面根据磁路欧姆定律： (3-）为线圈匝数，为磁阻,I为磁位势(类似电动势)，为磁通量。由安培环路定律有：,代入式（31)得： (3）（3)(3-4）(3-5）可得磁阻的体现式：(3-6）由开气隙的磁路知，总磁阻等于材料磁阻与气隙磁阻的和,即:总磁阻=材料的磁阻+气隙的磁阻。由于材料的磁导率远不小于气隙的磁导率。因此材料的磁阻远不不小于气隙的磁阻,故而忽视材料的磁阻。(3-)由电感的储能公式：(3-8)由安培环路定律:(-9)导出： （3)真空磁导率I为初级峰值电流B为额定工作中的磁感应强度值为有效截面积3.1.3 漏感的控制图3-2 实际变压器中磁链的分布图3-为一种双绕组的变压器,为初级,为次级。为初级偶合到次级的磁通量，而和则为没有彼此偶合的磁通量,即为漏感。由于初级漏感的存在，将延迟一段时间后，再向次级传递能量。实际使用中，变压器有两种绕法：顺序绕法和夹层绕法。这两种绕法对EMI和漏感有不同的影响。顺序绕法一般漏感为电感量的5左右，但由于初,次级只有一种接触面，耦合电容较小,因此M比较好。夹层绕法一般漏感为电感量的1-3%左右，绕组顺序：夹层绕法一般是先初级,后次级的12-/3。变压器形状：长宽比越大的变压器漏感越小。但由于初，次级只有两个接触面,耦合电容较大,因此MI比较伤心。一般3040如下，功率不大，漏感能量还可以接受，因此用顺序绕法比较多,40W以上,漏感的能量较大，一般只能用夹层绕法。3.1.4反激式电源的控制过程分析在反激电源中,初级电流和次级电流实际是没有突变的，理论上，初级绕组的电流和次级绕组的电流通过磁偶合顺利过度，各绕组自身的电流是可以突变的，但实际是没有突变的。具体的工作过程如下：MS关断后，初级电流给MOS输出电容和变压器杂散电容充电(实际杂散电容放电,为简朴,统一说充电）,然后开关管的DS端电压谐振上升,由于电流很大,谐振电路Q值很小，因此基本上是线形上升，当S端电压上升到在次级的电压达到输出电压加整流管的电压后，本应当次级就导通,但由于次极漏感的影响，电压还会上升某些来克服次级漏感的影响,这样反映到初级的电压也略高于正常反射电压,在这样条件下，次级电流开始上升,初级电流开始下降，但不要忘掉初级的漏感，它由于不能偶合，因此它的能量要释放,这时是漏感和MS输出电容，变压器杂散电容谐振,电压冲高,形成几种震荡,能量在钳位电路消耗掉，注意,漏感的电流始终是和初级电流串联的，因此漏感电流的下降过程就是次级电流的上升过程,而漏感电流的下降过程是由钳位电路电容上的电压和反射电压的差来决定的,此差越大,下降越快，转换过程越快,明显效率会提高，转换的过程是电压电流叠加的过程。用RC做吸取时,由于稳态时C上的电压和反射电压差别不是太大，因此转换过程慢,效率低,用VS做吸取时，其容许电压和反射电压差诸多，因此转换快，效率高，固然RC也比TVS耗电,但价格便宜1。当电源采用RCD作为吸取回路时,在次级电流建立的过程中,加在电容的直流电压不是,会比这个电压高。RCD吸取回路吸取的能量,是由两部分构成,一部分是漏感的能量,尚有一部分是初级电感储能。C时间常数如果是开关周期的/到1/，那损耗就会很大,在反激过程中，将会大量的吸取次级的能量,导致电源效率的减少。3.1. 吸取控制电路的设计开关管和输出整流管的震铃是每个电源都会遇到的。过度的振铃引起的过压也许使器件损坏，引起高频I问题,或者环路不稳，解决的措施一般是加一种吸取电路。一方面在不加吸取电路轻载下用示波器测量振铃的频率，注意用低电容的探头，由于探头的电容会引起振铃频率的变化,使设计成果不准。另一方面,在测量震铃频率时尽量在工作的最高电压下,由于振铃零的频率会随电压升高而变化，这重要是S或二极管的输出电容会随电压而变化。振铃产生的因素是等效LC电路的振荡，对于一种低损的电路，这种振荡也许持续几种周期.要阻尼此振荡，要先懂得此振荡的一种参数,对S,漏感是引起振荡的重要电感，此值可以测出，对二极管，电容是重要因素，可以由手册查出。计算其阻抗：懂得L,则;懂得C；。先试选R=Z，一般足可以控制振铃。但损耗也许很高，这时需要串联一种电容来减小阻尼电路的功率损耗.可如此计算值：。增长值损耗就增长,阻尼作用加强。减小C值损耗就减少，阻尼作用削弱。电阻的损耗。实际中,依此计算的值为基本，根据实验做某些调节。3.1.变压器的EMI控制在小功率电源变压器中，一般有两种屏蔽层，铜箔和绕组。铜箔的原理是切断了初次级间杂散电容的途径，让其都对地形成电容,其屏蔽效果非常好,但工艺,成本都上升。绕组屏蔽有两种原理都在起作用:切断电容途径和电场平衡。因此绕组的匝数，绕向和位置对EI的成果均有很大影响。总之有一点:屏蔽绕组感应的电压要和被屏蔽绕组工作时的电压方向相反。屏蔽绕组的位置对电源的待机功耗有较大的影响。EI屏蔽,可以接原边的地线,也可以接原边的高压端，EM几乎没有分别，由于有高压电容存在,上下对共模信号(一般不小于后以共模干扰为主)来说是等电位的。变压器的外部屏蔽可以不接,也可以接初级地线,其对EI的影响看绕组内部的状况,但注意安规的问题,接初级地线,磁芯就是初级,即磁芯是在一次侧，应注意与二次侧之间的安规距离.。屏蔽绕组对变压器的工作有影响屏蔽绕组为了起到较好的作用，一般紧靠初级，这样它跟初级绕组之间形成一种电容，屏蔽绕组一般接初级地线或高压端，这个电容就相称于接在MO的D-S端，很明显导致很大的开通损耗。影响了待机功耗，。固然,加屏蔽也会使漏感增大。法拉第屏蔽一般采用薄铜片,并且不可形成回路,原边屏蔽要同原边连接或者加一种隔直电容接到原边地，副边屏蔽要同副边连接，并且连接的方式，最佳从铜片中点引出，以消除电感祸合。对于安全，屏蔽要接地，屏蔽接地的额定电流值要至少比电源保险丝电流的值大，对于磁芯加气隙，而采用外部屏蔽，屏蔽的宽度是很有讲究的，原理很明显,如果安全屏蔽的保险丝电流额定值比电源保险丝小或同样大,则发生短路时也许安全屏蔽的保险丝先断，起不到安全屏蔽的作用。至于外部屏蔽,一方面要满足安规的规定，在此前提下,固然宽某些会好一点,但增长了成本，只要把两半磁芯的结合面包住就好了,实际使用中常常让屏蔽铜带直接接触磁芯。. 主功率管作为控制用的主功率管一般是采用MOSFET,其四周的元件均为其寄生元件，会严重影响S作为开关的性能。作为一种开关元件，重要考虑的是开和关的时间要足够短,以便使其工作于最小电阻和最大电阻之间，以减小功率消耗。实际的开关时间一般为1-10ns，而电源的开关周期为2-200。开关时间也重要决定于其寄生电容的充放电时间。CGD，S均是漏级电压的函数，是非线性的。另一种重要的寄生参数是栅极电阻，直接影响开关的开通时间，而这个参数一般的规格书都没有提供。栅极的驱动电压域值一般在规格书中提供的是的值，事实上栅极的域值电压是以7mV/的负温度系数在变化。尚有两个重要的寄生参量是源级电感和漏级电感，其值的大小重要依耐于MOS管的封装形式,在规格书中,都给出了典型值。MO管开通时的工作状态。3.3 主控制芯片开关电源的核心部分，重要由精密电压比较芯片、PW芯片、开关管、驱动变压器、主开关变压器构成。精密电压比较芯片将直流输出部分的反馈电压与基准电压进行比较，PW芯片根据比较成果通过驱动变压器调节开关管的占空比,进而控制主开关变压器输出给直流部分的能量，实现稳压输出。PWM从反馈控制方式可以分为电流型和电压型。常用的3842为电流型控制方式，其内部框图如图33图-3 UC84内部框图UC32A是高性能固定频率电流模式控制器专为离线和直流至直流变换器应用而设计，是目前使用最频繁、最典型的PM控制芯片。这些集成电路具有可微调的振荡器、能进行精确的占空比控制、温度补偿的参照、高增益误差放大器。电流取样比较器和大电流图腾柱式输出，是驱动功率MFET的抱负器件。其他的保护特性涉及输入和参照欠压锁定,各有滞后、逐周（CYC YCYCLE)电流限制、可编程输出死区时间和单个脉冲测量锁存。这些器件可提供8脚双列直插塑料封装和14脚塑料表面贴装封装(SO-1 4）。O-14封装的图腾柱式输出级有单独的电源和接地管脚。U C342A有16伏(通)和10伏(断)低压锁定门限,十分适合于离线变换器。UX83A是专为低压应用设计的，低压锁定门限为8 5V(通）和7. 6(断)。具有如下特点:1. 微调的振荡器放电电流,可精确控制占空比2. 电流模式工作到0千赫3. 锁存脉宽调制，可逐周限流4. 内部微调的参照电压,带欠压锁定5. 大电流图腾柱输出6. 欠压锁定,带滞后7. 低启动和工作电流33.1 各个控制模块的功能描述振荡器：频率由定期元件R和C选择值决定。电容CT由.5v的参照电压通过电阻充电充至约2V,再由一种内部的电流宿放电至1 v,在CT放电期间振荡器产生一种内部消隐脉冲保持“或非”门的中间输入为高电平，这导致输出为低状态从而产生了一种数量可控的输出静区时间,注意尽管许多的和值都可以产生相似的振荡器频率但只有一种组合可以得到在给定频率下的特定输出静区时间。在诸多噪声敏感应用中.可以将变换器频率锁定至外部系统时钟上,具体时钟信号的控制,可参见规格书。误差放大器:提供一种有可访问反相输入和输出的全补偿误差放大器,此放大器具有9dB的典型直流电压增益和具有57度相位余量的10Mz的增益为1带宽，同相输入在内部偏置于25而不经管脚引出，典型状况下变换器输出电压通过一种电阻分压器分压,并由反向输入监视,最大输入偏置电流为-2u，它将引起输出电压误差，后者等于输入偏置电流和等效输入分压器源电阻的乘积,误差放大器输出(管脚)用于外部回路补偿,输出电压因两个二极管压降而失调约.4,并在连接至电流取样比较器的反相输入之前被三分。这将在管脚处在其最低状态时，保证在输出(管脚6)不浮现驱动脉冲,这发生在电源正在工作并且负载被取消时,或电路软启动过程的开始。电流取样比较器和脉宽调制锁存器:C82A,C3843A作为电流模式控制器工作,当输出开关导通由振荡器起始当峰值电感电流达到误差放大器输出补偿(管脚1)建立的门限电平时中断，这样在逐周基本上误差信号控制峰值电感电流,所用的电流取样比较器一脉宽调制锁存配备保证在任何给定的振荡器周期内.仅有一种单脉冲出目前输出端，电感电流通过插入一种与输出开关的源极串联的以地为参照的取样电阻RS转换成电压,此电压由电流取样端输入(管脚3)监视并与来自误差放大器的输出电平相比较。在正常的工作条件下峰值电感电流由管脚1上的电压控制，其中：(1)当电源输出过载或者如果输出电压取样丢失时，异常的工作条件将浮现，在这些条件下,电流取样比较器门限将被内部钳位至1V。当设计一种大功率开关稳压器时为了保持RS的功耗在一种合理的水平上可以减少内部箱位电压。但是，钳位电压减少过多将导致由于噪声拾取而产生的误操作,一般在电流波形的前沿可以观测到一种窄尖脉冲。当输出负载较轻时。它也许会引起电源不稳定,这个尖脉冲的产生是由于电源变压器匝间电容和输出整流管恢复时间导致的。在电流取样输入端增长一种RC滤波器。使它的时间常数接近尖脉冲的持续时间。一般将消除不稳定性。输出:842的PWM器件有一种单图腾柱输出级是专门设计用来直接驱动功率MOS的。在1F负载下时，它能提供高达1A的峰值驱动电流和典型值为50ns的上升、下降时间。O14表面贴装封装为C(供电电压)和电源地提供了分离的管脚。恰本地应用可以明显地减小加到控制电路的开关瞬态噪声，电源和控制地要恰当连接。3.3. 外围控制电路设计的注意事项表3-1UC38各管脚功能阐明管脚（8脚封装)功能阐明1补偿误差放大器输出，用于环路补偿2电压反馈误差放大器的反向输入输出电压取样3电流取样一种正比于电感电流的电压输入到此脚,M和内部的误差信号比较来控制输出T/CT振荡电容和电阻接到此脚5地是整个PWM的公共地输出图腾柱输出，可直接驱动外部MOS7CCIC的正电源8VREFIC内部的V参照电压,精度%,可输出20毫安电流必须使用高频电路布局技术避免脉宽抖动。一般加在电流取样或电压反馈输入上，均有过量的噪声。噪声克制可通过减少在这些点的电路阻抗来增强。印制电路板布局应涉及仅有小电流信号的接地面而大电流开关和输出地线通过度离途径返回输入滤波电容器。根据电路布局，一般需要瓷介旁路电容（0lF)直接连接至Vc和ref。这提供了滤除高频噪声的低阻抗途径。所有的大电流回路应当尽量短，可以使用粗铜箔以减少辐射电磁干扰。误差放大器补偿电路和变换器输出分压器应当离集成电路近某些，并尽量远离功率开关和其他产生噪声的元件。电流模式变换器工作在占空比不小于50%和持续电感电流条件下，会产生次谐波振荡,此时必须加斜率补偿电路,以使整个电源能稳定工作。34控制信号的生成和传递3.4.1 隔离状况下信号的传播随着电子元器件的迅速发展,光电耦合器的线性度越来越高，光电耦合器是目前开关电源中用得最多的隔离抗干扰器件。光耦合器(otclcouer，缩写为OC)亦称光电隔离器或光电耦合器，简称光耦。它是以光为媒介来传播电信号的器件，一般把发光器(红外线发光二极管E）与受光器（光敏半导体管）封装在同一管壳内。当输入端加电信号时发光器发出光线，受光器接受光线之后就产生光电流，从输出端流出,从而实现了“电光电”转换。以光为媒介把输入端信号祸合到输出端的光电耦合器，由于它具有体积小、寿命长、无触点，抗干扰能力强，输出和输入之间绝缘,单向传播信号等长处,在数字电路上获得广泛的应用。一般的光电耦合器由于它的非线性,因此在模拟电路中的应用只限于对较高频率的小信号的隔离传送。一般光耦合器只能传播数字(开关)信号,不适合传播模拟信号。近年来问世的线性光耦合器可以传播持续变化的模拟电压或模拟电流信号，使其应用领域大为拓宽。光耦合器的重要长处是单向传播信号，输入端与输出端之间实现了完全电气隔离,抗干扰能力强，使用寿命长，传播效率高。光电耦合器的隔离电阻很大(约10欧）,隔离电容很小(约几种)。线性方式工作的光电耦合器是在光电耦合器的输入端加控制电压,在输出端会成比例地产生一种用于进一步控制下一级的电路的电压.线性光电耦合器由发光二极管和光敏三极管构成,当发光二极管接通而发光,光敏三级管导通，光电耦合器是电流驱动型，需要足够大的电流才干使发光二极管导通，如果输入信号太小,发光二极管不会导通,其输出信号将失真。在开关电源中，运用线性光耦合器可构成光耦反馈电路，通过调节控制端电流来变化占空比,达到精密稳压目的。光耦合器的技术参数重要有发光二极管正向压降F、正向电流I、电流传播比R、输入级与输出级之间的绝缘电阻、集电极发射极反向击穿电压V(BR)CE，集电极发射极饱和压降VC(st)。此外,在传播数字信号时还需考虑上升时间、下降时间、延迟时间和存储时间等参数。电流传播比一般用直流电流传播比来表达。当输出电压保持恒定期,它等于直流输出电流I与直流输入电流IF的比例。采用一只光敏三极管的光耦合器，TR的范畴大多为20%-300%(如N35)，达林顿型光耦合器(如N3）可达10-500%。这表白欲获得同样的输出电流,后者只需较小的输入电流。因此，CR参数与晶体管的HE有某种相似之处。一般光耦合器的CTR-I特性曲线呈非线性，在IF较小时的非线性失真尤为严重，因此它不适合传播模拟信号。线性光耦合器的TR-I特性曲线具有良好的线性度,特别是在传播小信号时，其交流电流传播比很接近于直流电流传播比TR值。因此,它适合传播模拟电压或电流信号，能使输出与输入之间呈线性关系。使用光电耦合器重要是为了提供输入电路和输出电路间的隔离，在设计电路时，必须遵循下列原则：所选用的光电耦合器件必须符合国内和国际的有关隔离击穿电压的原则：在开关电源的隔离中,以及设计光耦反馈式开关电源时必须对的选择线性光耦合器的型号及参数,必须遵循下列原则：光耦合器的电流传播比(CTR)的容许范畴是0%200%。这是由于当CTR 50%时，光耦中的LED就需要较大的工作电流(F 5m) ,才干正常控制单片开关电源I的占空比，这会增大光耦的功耗。若CTR200%,在启动电路或者当负载发生突变时,有也许将单片开关电源误触发，影响正常输出:若用放大器电路去驱动光电耦合器,必须精心设计，保证它可以补偿耦合器的温度不稳定性和漂移：推荐采用线性光耦合器，其特点是TR值可以在一定范畴内做线性调节。上述使用的光电耦合器时工作在线性方式下，在光电耦合器的输入端加控制电压,在输出端会成比例地产生一种用于进一步控制下一级电路的电压,进行闭环调节控制，对电源输出起到稳压的作用。3.4.2误差控制信号的生成T41有良好的热稳定性能的三端可调分流基准源。它可以作为低温度系数的可编程参照放大器使用,它的输出电压用两个电阻就可以任意地设立到从Vrf (2.V）到36范畴内的任何值，容许灌入电流从1mA到10mA。该器件的典型动态阻抗为 2欧。在TL431内部是一种. V的基准电压,因而它的参照端输入电压可由直流输出电压的分压来提供,可使它呈现优良的工作状态。它具有很低的输出噪声和仅为0pm/C的温度系数。用来做参照基准电源十分抱负。采样电路将得到的输出信号和，T431内部的2 5V基准源进行比较，生成误差放大信号,此时将输出的电压信号转换成电流信号。由运放的特性可知，只有当F端(同相端)的电压略微高于.5V时，三极管中才会有一种稳定的非饱和电流通过,并且随着REF端电压的微小变化,通过背面串联的三极管电流将在1到00m之间变化。因此TL4绝不是一种稳压管,而是一种真正的IC。3.4.3 负反馈闭环控制的实现图3-4 采用L1和光耦作反馈控制的反激电源对于图-4给出的电路,就是要拟定1,R2,R3及R4的值。设输出电压5V，辅助绕组整流输出电压为12V。该电路运用输出电压与TL43构成的基准电压比较，通过光电祸合器PC1二极管一三极管的电流变化去控制WM的OP端,从而变化PW宽度，达到稳定输出电压的目的。由于被控对象是PW,因此一方面要弄清PM的控制特性。从PWM的规格书可知Vcomp和Icmp之间的关系.如图35所示。图3-5 PWM的线性工作区可以看出，Icomp的电流应在810uA-822uA之间，PW会线性变化，因此C87三极管的电流c也应在这个范畴变化。而Ice是受二极管电流If控制的，我们通过PC817的ce与f的关系曲线图3-6 C81的特性曲线可以对的拟定P817二极管正向电流If。从图3. 15可以看出,当P81二极管正向电流If在A左右时，三极管的集射电流Ice在10uA左右变化,并且集射电压Vce可在很宽的范畴内线性变化.(如图3-7)图3-PC817输出电压和电流的关系符合PWM的控制规定。因此可以拟定选P817二极管正向电流I:为8A。一旦光耦的正向电流拟定了，那么电流限制电阻1的阻值就可拟定： （3-2）并联电阻R2的目的是给T431提供偏置电流，TL31规定至少要有m的工作电流，也就是光耦的二极管电流处在工作时的最小值时，也要保证L41至少有mA，由于L431的阳极不不不小于2.5，因此粗略估计,R2./mA2.5K即可。除此以外也是功耗方面的考虑。这里取2K。R3的取值，考虑两个因素：1)T3参照输入端的电流，一般为2uA左右，为了避免此端电流影响分压比和避免噪音的影响，一般取流过电阻R3的电流为参照段电流的10倍以上,因此此电阻要不不小于2.5/200uA=1K.。2)待机功耗的规定,如有此规定，在满足1.5K的状况下尽量取大值。我们这里选用2.5K。由于输出电压是5V,则R4也选用25K。3.5本章小结本章重要工作简介了设计中所用的控制器件,高频变压器、主功率管和主控芯片等。简介了反激式电源的控制过程,吸取控制电路的设计。具体论述了控制信号的生成传递过程。第四章 隔离式E开关电源具体实现电源设计规定:输入电压:AC90280V额定功率:10W输出特性:空载恒压9输出,带载100mA。由于功率较小,因此采用体积小，构造简朴的反激拓扑。工作流程大体分为三步,第一步低频整流滤波，得到30左右直流电压。第二部通过斩波得到高频方波电压,并通过变压器耦合到次级输出端。第三部输出整流滤波。其中方波占空比由输出反馈控制。具体电路设计如下。4. 开关电源的输入电路图4-1 开关电源的输入电路图4-为电源的输入部分,F1为延时保险丝,当输入持续过流时将断开电路。R为NC，起输入电流突波克制作用。R1为压敏电阻，对输入电压突波进行克制。X1为安规电容。给差模干扰提供一种通路,1为共模克制电路。D1整流桥，E1为输入滤波电容。4. 吸取电路图4 吸取电路作为反激电源,不需要磁复位。但由于变压器的漏感，在MO管关断的时候，会浮现较大反激能量,如果不加R吸取,会导致MOS管漏极电压承当,并且产生EMI噪声。如图42,这里C4,RH，R11和1共同构成RCD吸取电路，重要为了吸取初级的漏感能量,减小MI干扰。其原理是将漏感反激能量消耗在缓冲电路中。4.3 UC342的供电电路图3 U3842的供电电路为减少功耗，UC382的供电电路有两条。一条是启动时通过R3供电，另一条是电源启动后辅助电源供电(D3支路)如图4-。其启动电流很小,因此3的值比较大。电源正常工作的驱动电流很大,所觉得减少功耗，须要变压器分一种绕组供电。E2起滤波储能作用，E2的值比较大是由于3842的瞬态驱动功率比较大。4.4 输出电路图44输出电路D4为整流肖特基二极管,C9的作用是滤除尖峰电流,E3,4,L2构成滤波电路,为储能电容。.5 恒压反馈电路本设计在空载时以9V恒压输出。如图4-5所示,L413的阴极电压由H6与RH7+X的比值决定,PC17的初级电流，当输出电压升高时,IF增大，使得初级电流C增大，UC3842的COP脚电压减少，输出占空比减少,从而使输出电压减少,当输出电压减少时,IF减小,初级电流减小,MP脚电压升高，输出占空比增大,输出电压增高，因此最后使得电压为一稳定值输出。图-5 恒压反馈电路4.6 恒流反馈电路图46恒流反馈电路本设计在带载时以恒流方式输出,大小为100mA。实现措施如下,由三极管、电流取样电阻SENSE和光耦17构成恒流反馈环节。当输出电流变化时,取样电阻ENSE的压降引起三极管基极电压的变化,使得通过光耦PC817的电流发生变化,从而达到稳流的目。4.7 电流采样和驱动5和MOSE中的结电容CGS、G一起构成C网络，电容的充放电直接影响着开关管的开关速度。R1过小,易引起振荡，电磁干扰也会很大;1过大，会减少开关管的开关速度。如图-8 S为电流采样电阻,通过采样电阻采样OS管源极电流并反馈到382电流采样脚，初级电流通过采样电阻转换成电压信号，再通过R送至M3脚,和误差电压进行比较，得到须要的占空比。1和C4构成滤波电路，滤除干扰信号。R为电压输入前馈,可以提高控制的敏捷度。图4-8电流采样和驱动.8 本章小结本章重要是实际电路设计,涉及整流滤波电路,RCD缓冲电路,UC84供电电路，输出滤波电路,恒压反馈电路，恒流反馈电路等。附录