大功率直流高频电镀电源的设计与实现 (1)

密级：学校代码：10075分类号：学号：20101317工学硕士学位论文大功率直流高频电镀电源的设计与实现学位申请人：王昭指 导 教 师：王文理教授学 位 类 别：工学硕士学 科 专 业：电路与系统授 予 单 位：河北大学答 辩 日 期：二一三年六月Classified IndexClassified Index：CODECODE：1007510075U.D.CU.D.C：NONO：2010131720101317A Dissertation for the Degree of MasterA Dissertation for the Degree of MasterDesign and Implementation ofDesign and Implementation ofHigh-power High-frequency DCHigh-power High-frequency DCElectroplating Power SupplyElectroplating Power SupplyCandidate:Candidate:Wang ZhaoWang ZhaoSupervisor:Supervisor:Prof.Wang WenliProf.Wang WenliAcademic Degree Applied for:Academic Degree Applied for:Master of EngineeringMaster of EngineeringSpecialty:Specialty:Electrical Circuit and SystemElectrical Circuit and System University:University:HebeiHebei UniversityUniversityDate of Oral Examination:Date of Oral Examination:JuneJune，20132013摘要摘要本文用移相控制的方式设计并实现了一种大功率直流高频电镀电源，详细分析了电镀电源各个模块的功率损耗并对硬件电路进行了优化设计。本系统中，主电路包括三相输入整流电路、滤波电路、DC/DC 直流斩波电路。三相输入整流滤波电路采用不可控整流的方式。DC/DC 电路采用以 IGBT 为大功率电子开关器件的移相全桥 ZVS PWMDC/DC 斩波器，高频变压器选择了 EE130 磁芯，其在工作频率 20 KHz 时功率可达 8 千瓦。对变压器输出端的低压大电流信号选择了以肖特基二极管作为整流器件的全波整流电路。本文的重点之一是分析了主要模块的损耗，并对每个模块进行了优化设计，提出了整体设计方案。本文的重点之二是设计了一个基于UCC3895 的移相控制方式的 DC/DC控制电路，实现了通过改变移相角来控制输出电压并且实现了 IGBT 的软启动，减小了开关损耗。本文的重点之三是设计了一个基于大功率驱动芯片 KA962 的带隔离辅助电源的 IGBT 的驱动电路。另外，为了保证整个系统灵活、可靠的运行，本文还设计了过流、过压保护电路以及电压反馈电路等。本设计对主要部分进行了测试，并对实验数据进行了分析，实测电镀电源的效率基本都在 90%以上，满足预期的成本低、体积小、效率高的要求。关键词电镀电源软开关移相控制IGBT 驱动电路IAbstractAbstractAbstractThe goal of this paper is to design and achieve a DC high-power and high-frequencyelectroplating power by the way of phase shift control,and analyze the losses of each moduleof the electroplating power in detail and optimized the design of the hardware circuit.In thesystem,the main circuit includes a three-phase input rectifier circuit,the filter circuit and aDC/DC converter circuit.Three-phase input rectifier filter circuit uses the un-controlledrectifier.DC/DC circuit adopts phase-shifted full-bridge ZVS PWM DC/DC converter anduses IGBT as the high-power electronic switching devices.High-frequency transformerselects magnetic core of EE130,when operating in frequency of 20 KHz its power can up to 8kW.Selected on the output side of the transformer low voltage high current signal Schottkydiode as a rectifier full-wave rectifier circuit.For the output side of the transformer has lowvoltage and high current signals，so this test choose full-wave rectifier circuit and choseSchottky diode as rectifier device.The first focus of this paper is to analyze the losses of the main modules and optimizeeach module of the system,then put forward the overall design.The second focus of thispaper is to design a DC/DC control circuit based on the UCC3895 phase-shift control mode,the output voltage is controlled by changing the phase-shifted angle.Soft-start has beenrealized to reduce IGBT switching losses.The last focus of this paper is to design an IGBTdrive circuit based on high power driver chip KA962 with isolated power and reduced theswitch loses of the IGBT.In addition,in order to ensure that the entire system is flexible andreliable when operating,the over-current protection,over-voltage protection circuit andvoltage feedback circuit has been designed.The main part of the design has been tested and the experimental data has been analyzedthat the efficiency of the power supply is substantially more than 90%which is meeting theexpected low cost,small size,high efficiency requirements.Key wordsKey wordselectroplating powersoft-switch phase shift control IGBT drive circuitII目录目 录第 1 章前言.11.1课题来源及意义.11.2电镀电源的发展历史.11.3国内外研究现状.21.4电镀及电镀电源的基础知识.31.4.1电镀原理简介.31.4.2电镀电源的基本原理.41.4.3基本结构.41.5本论文研究的主要内容.4第 2 章电镀电源的主要损耗分析.62.1整体损耗分析.62.2输入整流模块的损耗分析.62.3高频变压器的损耗分析.62.3.1磁芯损耗.72.3.2绕组损耗.82.3.3漏感绕组损耗.92.4 DC/DC 模块的损耗分析.102.4.1IGBT 的通态损耗.102.4.2 IGBT 的开关损耗.102.4.3软开关技术.112.5输出端整流模块的损耗.12第 3 章直流电镀电源的主电路设计.133.1电路的整体设计.133.1.1整体结构图.133.1.2主要设计指标.133.2三相整流电路设计.14III目录3.2.1输入整流二极管的选取.153.2.2输入滤波电容的选择.153.3DC/DC 斩波电路的设计.163.3.1斩波电路方案选择.163.3.2移相全桥 ZVS PWM DC/DC 斩波器.163.3.3功率开关器件的选择.173.3.4IGBT 参数设置.183.4变压器选择及参数计算.183.4.1磁芯材料的选取.183.4.2磁芯结构形状的选取.193.4.3磁芯型号选择及磁芯参数.193.4.4线圈参数.193.5输出端整流设计.213.5.1同步整流技术及其局限性.213.5.2方案选取.223.5.3低电压时肖特基二极管的损耗分析.223.5.4大电流时输出电流的均流问题.22第 4 章电镀电源的控制电路的设计.244.1全桥变换器的移相控制原理.244.2基于 UCC3895 移相控制器的设计.254.2.1 UCC3895 引脚功能.264.2.2主要参数.284.3外围电路设计.284.3.1参数设置.294.3.2电压反馈环节.294.3.3过流保护环节.29第 5 章IGBT 驱动电路的设计.315.1 IGBT 驱动电路的设计原则.315.2整体框图设计.31IV目录5.3隔离 DC/DC 直流电源设计.315.4KA962 芯片介绍.335.4.1 KA962 的外形图和引脚说明.335.5驱动电路的电路图设计.345.5.1参数设置.345.5.2栅极电阻的选取.355.5.3过流保护曲线.37第 6 章实验结果及数据分析.386.1IGBT 驱动波形.386.2变压器副边输出波形.396.3DC/DC 电路效率.406.4恒压功能测量.406.6结果分析.41第 7 章结束语.427.1结论.427.2进一步改进.42参考文献.44致谢.46攻读学位期间取得的科研成果.47V第 1 章前言第 1 章前言1.1课题来源及意义本文是基于导师的横向课题关于如何提高大功率高频电镀电源的工作效率的基础上提出来的。电镀工业历史久远，如今随着科学和生产技术的快速发展，电镀技术取得了很大的进步。电镀电源作为电镀行业的关键设备，其性能的优劣直接影响到电镀产品工艺质量的好坏1。另外，电镀电源是电镀行业最主要的能量消耗者，是电镀行业节能增效的关键因素2。因此，高品质、高性能的电源不仅能给电镀产品工艺带来更好的发展，而且能使厂家节省能源、降低成本，推动电镀行业的经济发展，同时还对电网的绿色化、城市生活低碳化有着重大深远的影响。由于传统的电镀电源有着功耗大、体积大、效率低等缺点，故如今都采用高频开关电源形式。高频大功率开关电源因其有体积小，效率高，动态性能好、成本低等优点，具有广泛的应用前景，如今已经成为国内外研究、开发以及应用的主流3。但是由于工作在高频状态下，开关器件的开关损耗，变压器、电抗器等磁性元件及电容元件的损耗会增加，在一定程度上降低了其可靠性、稳定性、效率等。此外，由于电镀时的负载是渡槽，负载电阻不断变化，这就需要输出电压能在一定范围内可调来适应不同场合的负载。而且电镀电源属于低压大电流设备，要求操作简便，能承受输入端的突变和输出端短路及过载的冲击，这就需要合理的保护措施。按照传统电源的设计思路和解决办法，不能从根本上解决其所面临的诸多问题。因此，如何选择合适的方案来减小各个模块的功率损耗、使系统实现电压输出稳定、电压调节灵活方便、保护措施灵敏可靠，从而使整个系统安全、灵活以及高效地运行成为了所研究的主要问题。1.2电镀电源的发展历史电镀电源是应用电力半导体器件将交流电源变换为直流电源，所以电镀电源又称为电镀整流器。电镀电源的发展大致经历了四个阶段4。（1）第一阶段直流发电机组阶段这个阶段开始于前苏联，由于经过两次能量转换过程(电能机械能电能)，机组1河北大学工学硕士学位论文效率低于60%，噪声大且换向器维修不方便，这类变流设备现在已被列入淘汰产品行列，但在电镀行业仍有少量单位使用该类高能耗设备。（2）第二阶段硅整流阶段20世纪50年代的硒整流器和20世纪60年代的硅整流器，采用变压器原边抽头或用调压器、饱和电抗器方式调压，副边用硒或硅二极管整流作为电镀电源。这类电源在我国电镀电源中占有一定比例，目前仍有部分生产和应用。该类电源结构简单、造价低，但存在体积大、输出指标低、精度差和效率低等缺点。（3）第三阶段可控硅整流阶段20世纪60年代晶闸管电镀电源。其性能指标比前两代产品有较大改善。采用了五芯柱变压器、高压大功率晶闸管等新技术，并出现了恒压、恒流和恒电流密度等新特性。但由于还是工作在低频段，整流器体积大、效率较低，性能的进一步提高也受到电源体积的限制。另外，晶闸管电镀电源在小电流情况下容易使网侧及负载上的谐波严重，引起电网的波形畸变，从而形成电网公害。（4）第四阶段高频开关电源阶段近年来，以现代电力电子技术的高速发展为基础，国内外相继研制出电镀用第四代直流电镀高频开关电源。与传统工频整流电源相比，开关电源具有高效节能，重量轻、体积小、动态性能好、适应性强、有利于实现工艺过程自动化和智能化控制等显著的优点。因此，大功率开关电源具有广泛的应用前景，是当前国内外研究、开发、应用的主流和方向。1.3 国内外研究现状随着现代电镀工艺要求的不断提高，以及国家对用电质量的高度重视，晶闸管相控电源的不足之处越来越明显。进入80年代末期和90年代以后，现代电力电子技术日益成熟，主要表现在以下两个方面：一是以功率开关管MOSFET(电力场效应晶体管)和IGBT(绝缘栅双极型晶体管)为代表的集高频、高压和大电流于一身的功率半导体复合器件的出现使电力电子电路拓扑极大地促进了专用控制芯片的快速发展；二是以软开关技术为核心的新型PWM控制技术日趋成熟，在这两方面的共同促进下，开关电源迎来了发展的新契机，即向大功率、高频化、高功率密度的方向进军。在这样的情况下，高频大功率开关电源自然成了电镀电源研究的新热点5。2第 1 章前言国外在这方面的研究比国内起步要早，而且很早以前就有开关型电镀电源的产品问世。像世界上著名的电镀电源制造商瑞典的Kraftelektronik早在1993年左右就已经推出了10 KW以下的开关型电镀电源。同晶闸管相控电源相比，同等功率的开关电源，其体积和重量往往只有前者的三分之一，而且精度、纹波系数大大高于前者。不仅如此，它在全部输出电压、电流范围内都能保证标定指标。在国外，开关电源在中小功率应用范围内，特别是精饰电镀、电子电镀领域已经占据了绝对统治地位。如美国最大的电子接插件制造商AMP公司以及HP，IBM等公司都使用这种电源作为电镀电源。我国在这方面的研究大约始于90年代中期，那时候有能力进行研究的单位不多，大都集中在国家大型企业或研究所。较早投放市场的开关型电镀电源是航天工业总公司，十四所于1994年研制的SPS系列6V/100500 A的小型电镀电源，该产品的开关器件采用的是MOSFET。经过十几年的积累，现在国内有能力研究开关型电镀电源的企业、研究机构已经很多了，而且输出功率也越来越大6。1.4电镀及电镀电源的基础知识1.4.1电镀原理简介电镀是将直流电通入具有一定组成的电解质溶液中，在电极与溶液之间的界面上发生电化学反应（氧化还原反应），进而在金属或非金属制品的表面形成符合要求、致密电镀后的镀层性能在很大程度上取代了原来基体的性质,从而起均匀的金属层的过程7。到防止腐蚀，提高耐磨性、导电性、反光性及增进美观等作用。电镀时，镀层金属或其他不溶性材料做阳极，待镀的工件做阴极，镀层金属的阳离子在待镀工件表面被还原形成镀层。其基本示意图如图1-1 所示。阴极棒电镀液阳极棒镀件电镀电源图 1-1 电镀过程基本示意图从电镀的基本原理可以看出，改进镀层质量可以从两方面入手：一是调整电镀溶液；二是改进电镀电源。现实中，广泛采用了改进电镀电源的方法8。3河北大学工学硕士学位论文1.4.2电镀电源的基本原理电镀电源是一种低压大电流的整流装置,电镀电源是将工频交流电变换为不同电压、频率和波形的直流电设备。既应用“整流”技术又应用“逆变”技术。电镀电源用脉宽调制(PWM)技术驱动功率半导体器件作为开关元件，通过周期性通断开关，控制开关元件的占空比来调整输出电压。它与线性稳压电源（ACDC 电源）相比，其工作频率为 20 KHz500 KHz，效率可高达 65%70%，而线性电源的效率只有 3040，因而开关电源要比线性稳压电源更节能、更高效。随着半导体技术和微电子技术的进步,采用由可控开关器件构成的高频开关电镀电源已成为一种发展趋势,其具有体积小、效率高、响应速度快等优点。1.4.3基本结构电镀电源基本结构主要包括主电路、控制电路、驱动电路和采样电路等。如图 1-2所示。主电路包括输入整流滤波电路、逆变电路、输出整流与滤波电路。输入整流与滤波是将电网交流电源直接整流为较平滑的直流电。逆变电路是将整流后的直流电变为高频交流电，这是高频开关电源的核心部分。输出整流与滤波电路是根据负载需要，提供稳定可靠的直流电源。控制电路一方面从输出端取样，与设定值进行比较，然后去控制逆变器，改变其脉宽或脉频，使输出稳定，另一方面，根据测试电路提供的数据，经保护电路鉴别，提供控制电路对电源进行各种保护措施。驱动电路是对开关器件进行周期性的通断控制。采样电路是提供电路的输出值，并经过比较放大，从而反馈到控制电路。整输入交流流滤波高频逆变高频变压器输出整流输出直流驱动电路控制电路比较放大图 1-2 开关电源的基本结构图采样电路1.5 本论文研究的主要内容本文主要对高频大功率电镀电源的输入整流模块、逆变模块、高频变压器模块以及输出端整流模块进行了损耗计算分析。然后在参考文献以及一些其他资料的基础上，确4第 1 章前言定了电路的整体方案并提出了一些解决方法，优化了整个系统并设计了控制电路、保护电路和反馈电路等。本论文的主要研究内容有以下几个方面：第一章，简要介绍了一下有关电镀的基本原理知识、电镀电源的基本电路结构以及基本工作原理。第二章，对高频大功率电镀电源的三相整流输入电路、全桥逆变电路、高频变压器以及输出端整流电路等模块进行了损耗计算分析，并提出了解决改进的方法。第三章，确定电路的主体设计方案，确定了三相输入整流电路、DC/DC 变换电路的电路拓扑结构，并对功率开关管、高频变压器、二极管等元器件进行了型号的选择以及参数的计算等。第四章，在控制芯片 UCC3895 的基础上设计了一种基于全桥移相软开关控制的PWM ZVS 斩波电路，通过改变移相角来改变输出电压的大小，并且实现了 IGBT 的软启动，减少了 IGBT 的功率损耗。第五章，采用了北京落木源公司的IGBT 大功率驱动芯片 KA962，自行设计了一种带 DC/DC 隔离辅助电源的 IGBT 驱动电路。第六章，在不同的电压下对电路进行了测试，得出实验波形和数据，并对实验数据做了计算和分析，最后计算出电镀电源的总的工作效率。另外，还对电路进行了过流保护功能和稳压功能测试。第七章，对所取得的成果和所用到的关键技术进行了总结，以及对下一步工作的改进和展望。5河北大学工学硕士学位论文第 2 章电镀电源的主要损耗分析2.1整体损耗分析随着电力电子装置容量的不断增大，直接进行损耗测量将会是成本较高和危险性较大的实验，因此大功率电力电子组件的损耗预测技术已成为电力电子技术发展极其重要的组成部分。通过对功率电源损耗数学模型的正确建立，能够在设计阶段预测电源的总体损耗，这对电源特别是大功率电源的器件选型和整个电源系统的散热结构设计，具有很好的指导作用9-10。电源的损耗主要包括输入整流损耗、功率器件的损耗、高频变压器的损耗和输出整流的损耗。2.2输入整流模块的损耗分析输入整流模块的损耗主要指的就是二极管的损耗。一般输入分为单相和三相两种输入。当输入为三相交流时，整流桥包括6个整流二极管，所以该模块的的损耗就是这6个二极管的损耗；当输入为单相交流时，即4个整流二极管的损耗。所以高频开关电源的输入整流模块损耗的计算公式如式2-1所示。PRec=nPD（2-1）其中，n为整流二极管的个数，PD为每个二极管的损耗。二极管的损耗包括开通损耗、关断损耗和导通损耗三大部分。因为二极管是工作工频段，所以不存在开通损耗和关断损耗，所以只需要计算二极管的导通损耗。二极管的损耗如式2-2所示11。PD=PDcon=VFIDav（2-2）其中，VF为二极管的管压降，IDav为流过的平均电流。但是由于输入端是高压，流过每个二极管的电流非常小，也就几安培，而且当二极管处于导通状态时，阻抗几乎为零。所以，输入整流模块的二级管的损耗非常小，通常可以忽略不计。2.3高频变压器的损耗分析高频变压器是电源中进行能量储存与传输的重要部分，是影响电源效率因素之一。功率损耗包括一次绕组与二次绕组的铜损以及变压器所用磁芯的损耗，因此实际变压器6第 2 章电镀电源的主要损耗分析的等效电路如图2-1所示。图中Rp和Rs分别为一次侧和二次侧的绕组线圈电阻，Lp和Ls。Lm为磁化电感，分别为一次侧和二次侧绕组的泄漏电感，Rc为产生铁心损耗的等效电阻，Cw为绕组之间的寄生电容。变压器的输入功率 Pi与输出功率Po之差是变压器的功率损耗。功率损耗可以分解成两个分量，磁芯损耗和绕组损耗，磁芯损耗又称铁损，绕组损耗又称为铜损，磁芯损耗一般包括磁滞损耗和涡流损耗12。CwRpipRcLmep_ _图2-1 实际变压器的等效电路Lp+LsRsis+U1_ _+U2_ _Es_ _2.3.1磁芯损耗（1）磁滞损耗磁滞损耗是铁磁材料在磁化过程中由磁滞现象引起的能量损耗。磁滞是指铁磁材料的磁性状态变化时，磁化强度滞后于磁场强度，它的磁通密度与磁场强度之间呈现磁滞回线关系。经一次循环，每单位体积铁心中的磁滞损耗等于磁滞回线的面积。这部分能量转化为热能，使设备升温，效率降低。（2）涡流损耗变压器的铁心置于随时间变化的磁场中时，其中有随时间变化的磁通，它在副边产生感应电动势，同时也在铁心中产生感应电动势，从而产生涡流，这些涡流使铁心发热，消耗电能。涡流损耗的大小与磁场的变化方式、导体的运动、导体的几何形状、导体的磁导率和电导率等因素有关。铁心损耗取决于磁感应增量、频率和温度，在这里忽略温度的影响。软磁铁氧体铁心总损的计算公式如式 2-3 所示13。P=KpVfmBn （2-3）其中，KP铁芯损耗系数，忽略温度变化时为常数，V 为铁芯体积，f 为工作频率，B为磁感应强度，m和n分别为工作频率和磁感应的指数，与铁心材料有关，可查表得到。7河北大学工学硕士学位论文2.3.2 绕组损耗绕组损耗分为直流（低频）损耗和交流（高频）损耗。在频率较低的情况下，交流电阻与直流电阻差别不大，可以用直流电阻来代替交流电阻，计算采用直流电阻模型，计算值和实验值很接近14。阻抗的计算公式如式2-4所示。Rdc=rL(2-4)S其中，L为导体长度，S为导体截面积，为材料密度，所以直流损耗的计算公式如式2-5所示。22PWdc=I1Rdc1+I2Rdc2(2-5)其中，I1和I2分别为初级和次级电流，Rdc1和Rdc2分别为初级和次级的直流电阻。但在频率较高时，交流损耗受到集肤效应和邻近效应的影响，从而使绕组损耗远大于低频时的损耗。线圈中的可变磁场产生了涡流，导致了集肤效应和邻近效应。集肤效应是由绕线的自感产生的涡流引起的，而邻近效应则是由绕线的互感产生的涡流引起的。集肤效应使电流只流经绕线外层极薄的部分，这部分的厚度或环形导电面积与频率的平方根成反比。因此，频率越高，绕线损失的固态面积就越多，增大了交流阻抗从而增大了铜损。邻近效应比集肤效应更加严重，邻近效应中的涡流是由相邻线圈层电流的可变磁场引起的，且涡流的大小随线圈层数的增加按指数规律递增，从而增大了交流阻抗15。Dowell公式描述了交直流阻抗比（Rac/Rdc）与绕组层数、集肤深度和绕线直径的函数关系。当温度为70C时，集肤深度S 和频率f的关系如式2-6所示16。S=2837 （2-6）f经过计算可以得到70 C时，不同频率下铜线的集肤深度，如表2-1所示。表2-1 70 C 时铜线的集肤深度频率（KHz）集肤深度（mils）255075100 150 200 250 300 400 50017.9 12.7 10.48.977.326.345.675.18 4.49 4.018第 2 章电镀电源的主要损耗分析另外，导线线径与开关频率成反比，开关频率越高，所选择的线径就越小，导线线径和开关频率的对应关系如图2-2所示。直接可用部分可用 图 2-2 导线线径与开关频率的关系由以上分析可知，交/直流阻抗比依赖于绕线直径和集肤深度的比值。通过计算如式2-7 所示17。Racr2(d/2S)2=（2-7）Rdcr2(r S)r2(d/2S)2(d/2S 1)2S 为绕线的集肤深度，r 为绕线半径，d 为直径，（r-s）为导通平面的内半径，此式表明，交、直流阻抗值比仅与绕线直径和集肤深度的的比值有关。联合上式可得到，绕线直径越大，其交、直流阻抗比值越大，且随之频率的增加而增加。高频时，绕线直径越大，损耗就越大。所以，经常选择直径较小的绕线，多股线绕制，来取代同样面积的多股线。2.3.3漏感绕组损耗漏感是高频变压器不可忽视的一个问题。因为漏感越大，产生的尖峰电压幅度就越大高，从而漏极钳位电路的损耗就越大，这必然导致电源效率降低18。减小漏感时可采取以下措施：（1）漏感量与初级线圈匝数的平方成正比，因此可以减小初级匝数和增加高与宽之比。（2）增大线圈之间的耦合程度。（3）可采用三重绝缘线，绝缘层的总厚度仅为20100 m，电流密度大，用来绕制次级，可使漏感量大为减小。9河北大学工学硕士学位论文2.4 DC/DC 模块的损耗分析逆变模块的损耗主要指的是功率开关管（如IGBT）的损耗。包括IGBT 在内的电力电子器件在实际应用中最应当关注的是功率损耗和极限工作温度。这对产品的寿命预测和结构设计至关重要19。当逆变部分为移相全桥拓扑时，逆变模块的损耗为4个开关管的损耗。功率损耗等于器件上的电压和电流乘积对时间的积分，用公式表示如式2-8所示。W=uidt（2-8）t1t2式中，u为器件两端的端电压，i为流经器件的电流，t1和t2为积分的起止时间。IGBT的损耗主要包括静态损耗和动态损耗。其中，静态损耗包括通态损耗和断态损耗；动态损耗即开关损耗，包括开通损耗和关断损耗。器件处于断态时，器件中的电流越为0，所以可以忽略不计。所以平时所说的静态损耗指的就是通态损耗20。所以IGBT的总损耗P就是通态损耗Pf和开关损耗Ps之和21，如式2-9所示。P=Pf+Ps（2-9）2.4.1IGBT 的通态损耗IGBT 开通后，工作在饱和状态下，IGBT 集射极间电压基本不变，约等于饱和电压Von。因此，IGBT通态损耗表达式如式2-10所示。Pf=VonIon （2-10）其中，Von是器件导通时工作电压的有效值，Ion是器件导通时工作电流的有效值。2.4.2 IGBT 的开关损耗在普通的硬开关模式下，由于开关器件是在承受电压或流过电流的情况下开通或关断，因此会产生较大的交叠损耗，如图 2-3 所示。图 2-3 硬开关模式下开关器件的开通和关断波形IGBT 的开关损耗由 IGBT 的开关特性决定，与集射极电压和集电极电流有关，IGBT10第 2 章电镀电源的主要损耗分析的开通损耗 Pson和关断损耗 Psoff的计算公式如式 2-11 和 2-12 所示。1Pson=TonPsoff=1ToffTon0u(t)i(t)dt （2-11）u(t)i(t)dt （2-12）Toff0其中，u(t)为IGBT集射极间电压的瞬时值，i(t)为集电极电流瞬时值，Ton为开通过程持续时间，Toff为关断过程持续时间。由此可见，在普通的硬开关模式下，功率开关管会带来很大的开关损耗，并且开关频率越高，开关损耗越大。由于现代电力电子装置越来越趋向于小型化和轻量化发展，必然要求开关频率越来越高。当开关频率很高时，给电路造成严重的噪声污染和开关损耗，同时还会激起分布电感和寄生电容的振荡，产生严重的电磁干扰，软开关技术的出现解决了这一系列问题22。2.4.3软开关技术为了克服传统DC-DC变换器在硬开关状态下工作的诸多问题，80年代以来软开关技术得到了深入广泛的研究。所谓“软开关”通常是指零电压开关ZVS和零电流开关ZCS。最理想的软开通过程：电压先下降到零后，电流再缓慢上升到通态值，所以开通损耗近似为零。因器件开通前电压己下降到零，器件结电容上的电压亦为零，故解决了容性开通问题。最理想的软关断过程：电流先下降到零，电压再缓慢上升到断态值，所以关断损耗近似为零。由于器件关断前电流己下降到零，即线路电感中电流亦为零，所以感性关断问题得以解决。软开关包括软开通和软关断：软开通有零电流开通和零电压开通两种；软关断有零电流关断和零电压关断两种，可按照驱动信号的时序来判断。软开关和硬开关的开通、关断波形如图2-4所示23。图2-4 软开关模式下的开关器件的开通和关断波形零电流关断：关断命令在t1时刻或其后给出，开关器件端电压从通态值上升到断态11河北大学工学硕士学位论文值，开关器件进入截止状态。零电压关断：关断命令在t2时刻给出，开关器件电流从通态值下降到断态值后，端电压才从通态值上升到断态值，开关器件进入截止状态。在t2以前，开关器件的端电压必须维持在通态值(约等于零)。零电压开通：开通命令在t2时刻或其后给出，开关器件电流从断态值上升到通态值，开关器件进入导通状态。在t2以前，开关器件端电压必须下降到通态值(约等于零)，并且在电流上升到通态值以前维持在零。零电流开通：开通命令在t1时刻给出，开关器件端电压从断态值下降到通态值以后，电流才从断态值上升到通态值，开关器件进入导通状态。在t2以前开关器件电流必须维持在断态值(约等于零)。2.5输出端整流模块的损耗输出整流部分所采用的器件一般为肖特基二极管或者同步整流电力MOSFET。二极管的损耗分为通态损耗Pscon、开通损耗Pson和关断损耗Psoff。通态损耗的计算公式如式2-13所示24。Pscon=VSFISAV（2-13）其中，VSF为肖特基二极管的管压降、ISAV为流过二极管的平均电流。开通损耗的计算公式如式2-14所示。Pson=1fcISF(VSFRVSF)tfr（2-14）2其中，fc为整流管的工作频率，ISF为整流管正向电流，VSFR为整流管正向恢复最大电压，tfr为正向恢复时间。关断损耗的计算公式如式2-15所示。Psoff=1fcIsKfVRtrr（2-15）4其中，Kf为二极管的反向恢复电流的温度系数，Is为二极管的电流平均值，trr为反向恢复时间，VR为直流阻断压降。12第 3 章直流电镀电源的主电路设计第 3 章直流电镀电源的主电路设计3.1电路的整体设计在设计电源电路的整体方案时，充分考虑了电镀电源的的整体结构设计、元器件的成本、设计是否可行，运行是否安全等问题。从而保证电路结构简单，能高效、安全、灵活以及可靠的运行。3.1.1整体结构图电镀电源整个系统的原理框图如图3-1所示。其主要电路包括主电路、移相控制电路、驱动电路、反馈电路和保护电路组成。由于电镀时渡槽是负载，表现为感性，而电镀溶液电阻非常小，所以通过的电流很大，从而设计过流保护电路是必不可少的。另外，功率开关管也需要过流保护，当开关管上、下桥臂直通时，电源电压几乎全加在了开关管两端，此时将产生很大的短路电流，从而损坏器件。AC 输入三相整流电路高频逆变电路高频变压器整流电路DC 输出隔离驱动电路移相控制电路保护电路反馈电路图 3-1 主电路结构图3.1.2主要设计指标（1）输入交流电压：380 V，50 Hz（2）输出直流电压：018 V（3）最大输出电流：2000 A（4）最大输出功率：8 KW（4）效率：80%（5）具有软启动功能（6）具有恒压功能（7）具有过流保护功能13河北大学工学硕士学位论文3.2三相整流电路设计整流电路是电力电子电路中出现和应用最早的形式之一，它将交流电变为直流电。设计要求直流电压脉动较小，需要采用三相整流电路，输入端选择三相380 V交流电作为输入。整流电路分为三相可控整流电路和三相不可控整流电路。近年来在交-直-交变频器、不间断电源、开关电源中，大部分都采用不可控整流电路经电容滤波后提供直流电源，以供斩波器、逆变器等使用。在本设计中输出电压节可以通过调节DC/DC斩波器实现，不需要在整流电路中再进行调节，而且不可控整流电路设计比可控整流电路简单，简化了电路设计，因此选择三相不可控整流的方式。在电容滤波的三相不可控整流电路中，最常用的是三相桥式电路，如图3-2所示。下面对三相不可控整流桥的电路进行分析。图 3-2 三相不可控桥式整流电路根据三相不可控整流电路的输出电压和电流的计算公式以及设计所要求指标，通过计算可以得到可以得到所选取的二极管的型号如下。其中整流电路的输出电压的单向电压峰值计算公式如式3-1所示。U2m=2220V=311V（3-1）三相全桥整流后输出的脉动电压最大值如式3-2所示。Uimax=6U2m=538V（3-2）三相全桥整流后输出的脉动电压最小值如式3-3所示。Uimin=1.5U2m=476V（3-3）三相全桥整流后输出的脉动电压有效值如式3-4所示。Urms=2.34U2m=514V（3-4）14第 3 章直流电镀电源的主电路设计3.2.1输入整流二极管的选取根据设计指标可知，空载时，最大输出电压18 V，满载时最大输出电流为2000 A，最大功率8 KW。若效率设定为80%，则要求输入的最大功率Pimax的计算公式如式3-5所示。Pimax=Pomax=8KW=10KW（3-5）0.8整流回路的最大电流如式3-6所示。IP=Pimax10KW=21.4AUimax6220V0.85（3-6）整流二极管承受的最大峰值电流如式3-7所示。1IDp=Ip=7.1A3二极管反向最大电压如式3-8所示。（3-7）UDp=6U2=6220=539V（3-8）选择参数时考虑2-3倍裕量，则二极管能够承受的反向电压选为1200 V。所以整流器件选择日本富士公司生产的型号为6RI100G-160的整流器，正向峰值电压1600 V，反向重复峰值电压1600 V，工频50 Hz时直流输出电流可以达到100 A，可以满足设计需要。整流后采用两个电压为450 V，电容量为2200 F的电容串联来滤去整流后电压中的交流成分得到平滑的直流电压。3.2.2输入滤波电容的选择 普通不控桥式三相整流得到的电压波形是脉动的部分正弦波，而且随着电网电压的波动，电压值也会出现一定的变化，对电路造成扰动。因此，必须采用大电容滤波环节，从而得到近似恒定的电压值。滤波电容的选择，一般根据容量的大小，取1 VA对应12 F的滤波电容值。本设计中，滤波环节电容选择用两个4700 F/630 V螺栓电解电容。另外，由于大容量的电解电容存在一定的电感，对于高频的信号和干扰不能有效地滤除，因此，需要在其两端并联一个高频电容，以滤除高频信号的干扰。本设计采用了每个电解电容两端各并联一个1 F/630 V的高频电容来实现滤除高频信号的目的。15河北大学工学硕士学位论文3.3DC/DC 斩波电路的设计本设计中斩波电路是很关键的部分，同时也是一个难点。整个电镀电源的性能很大部分取决于斩波电路的工作状态，系统大部分的高频干扰也来源于斩波电路。而且对输出电压的调节也要依靠斩波电路来实现。在设计中除了要保证DC/DC斩波电路的工作性能外，还需要加一些相应的保护措施，比如要设计功率器件的驱动电路、保护电路等各种辅助电路，来保证系统运行的高可靠性。3.3.1斩波电路方案选择直流斩波器是将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电，从而满足负载的需要。通过开关器件周期性的快速通和断，将整流电路输出的高压直流电逆变成脉冲宽度和频率都可调节的脉冲电压，通过改变脉冲占空比和频率就可以实现对输出脉冲电压平均值的调节。根据电路结构和功能不同，直流斩波电路包括6种基本斩波电路：降压斩波电路、升压斩波电路、升降压斩波电路、Cub斩波电路、Septic斩波电路和Zeta斩波电路，其中前两种是最基本的电路。实际的应用过程中，斩波器一般需要进行变压器电气隔离。根据斩波器中变压器流过的电流的不同，斩波器又可以分为单端和双端电路两大类。单端电路包括正激电路和反激电路，双端电路分为半桥电路、全桥电路、推挽电路。本设计选用带有变压器隔离的双端全桥型斩波器。3.3.2移相全桥 ZVS PWM DC/DC 斩波器由于开关管的漏源之间存在寄生电容或外部并联电容，关断时，在外电压的作用下，寄生电容充满电，若在开通前不把这部分电荷放掉，电容中的能量全部消耗在开关管中，在开关频率较高时，引起的开关损耗是很严重的，所以通常采用零电压开关25。全桥变换电路拓扑是电源技术中最常用的一种结构。移相全桥ZVS PWM DC/DC变换器无需增加额外元件，只需利用移相控制，就可以实现开关管在零电压下开通，克服了硬开关模式下运行的缺点，开关损耗小，结构简单，提高了整机效率，因此在中大功率中DC/DC变换器中得到了广泛的研究和应用26，其电路图如图3-3所示。16第 3 章直流电镀电源的主电路设计Q1VD1C1Q3VD3C3+_ _AQ2VD2C2Q4BVD4C4TVD5LVD6RC图 3-3 基本的全桥移相软开关电路3.3.3功率开关器件的选择工作于开关状态的功率半导体器件是现代电力电子技术的核心。按照被控电路受控的情况，电力电子器件可以分为以不可控型、半控型和全控型。近年来，作为开关器件，常用的有晶闸管（SCR）、电力晶体管（GTR）、电力场效应晶体管（电力MOSFET）、以及绝缘栅双极晶体管（IGBT）等。由于晶闸管属于半控型器件，通过控制信号只能控制其导通、不能控制其关断，控制不方便，所以不作为首选。电力晶体管是一种耐高压、大电流的双极结型晶体管，但其缺点是开关速度低、所需驱动功率比较大，驱动电路复杂。电力场效应晶体管其驱动电路简单、需要的驱动功率小、开关速度快、工作频率高，并且热稳定性能优于GTR。但是因为它电流容量小、耐压低，所以一般用于功率不超过10 KW的电力电子装置中。绝缘栅双极晶体管综合了MOSFET驱动功率小、开关速度快、输入阻抗高、热稳定性好和GTR耐压高、通态压降小、载流密度大的优点。目前已取代了GTR和部分电力MOSFET的市场，成为中小功率开关器件的核心元件，并正在向大功率方向努力27。所以，综合考虑，本设计选择了IGBT作为开关器件。17河北大学工学硕士学位论文3.3.4IGBT 参数设置由前面的计算分析可知道，输入级三相整流二极管中流过的最大电流32.75 A，承受的最大反向电压Uimax=538 V。设IGBT导通的占空比D=0.45，所以流过IGBT集电极和发射极间的电流最大值如式3-10所示。Icemax=Pimax9.4KW=22.36A（3-10）2UiminD467V0.9IGBT两端承受的最大耐压值Ucemax=Uimax=538 V。为避免电路中突然出现的尖峰电压、电网波动等的影响，在选用器件时考虑一定的余量，设计选用了德国英飞凌（infineon）公司发的型号为F4-75R12MS4的IGBT模块，其额定电压1200 V，额定电流为75 A，可以满足设计要求。3.4变压器选择及参数计算高频变压器是开关功率变换器中的核心部件，其作用有：功率转换、绝缘隔离、电压电流变换。变压器在电源中占了很大一部分的体积和重量，同时也是主要的发热源，因此变压器的高频化对电源小型化、轻量化，高可靠性有很重要的作用。开关电源开关器件的作用是在变压器的原边产生一个对称的交流电压，即通过控制开关的动作速率使变压器成为通常的高频交流变压器。变压器能使原边、副边得到极好的电隔离。在高频工作中，普通的变压器过热，开关损耗增大，需要专门设计高频变压器。开关电源在市场发展中主要追求的指标是效率高、体积小、成本低，因此对其中采用的变压器也主要考虑这几方面的要求。开关变压器的设计一般包括磁芯的设计及线圈的绕制。3.4.1磁芯材料的选取现如今高频变压器比较常用的磁心材料通常是铁氧体、坡莫合金、非晶态合金材料等28-29。钻基的非晶态磁芯有着饱和慈通很大、产生的损耗比较小等优势，被人们所看好。但是缺点是钻基的非晶态磁芯造价比较高，采用的加工技术比较难。破莫合金的磁芯的好处是饱和磁通密度比较大，能够承受的温度比较高，可是通常都制造成了圆环状，所以使用起来不太方便。铁氧体磁芯的磁通密度和居里温度都比较适合，其低频时反磁化损耗较小，磁芯很易饱和，从而会导致波形畸变和热量增多等诸多的问题，不过，随着频率的增大，它的反磁化损耗增大，所以往往在高频使用30-31。铁氧体磁心还有很大的电阻率，引起的涡18第 3 章直流电镀电源的主电路设计电流比较小，从而功耗小。此外，它很容易加工成各种形状的磁芯，价格比较便宜，考虑到变压器工作的频率以及整个电源装置的成本，软磁铁氧体材料是最佳选择。3.4.2磁芯结构形状的选取选择磁芯结构时一般需要考虑的因素主要有：降低漏磁获得小的绕组漏感；有利于屏蔽和散热；线圈绕制容易，变压器装配方便。漏磁和漏感与磁芯结构关系密切，在设计变压器时应把漏感减至最小，大的漏感会引起电路高的浪涌电压，增加漏极箝位电路的损耗，降低电源效率。综合各方面考虑设计选择EE型磁芯。EE型磁芯可以增加骨架宽度，即可以增大绕组的宽度，在一定程度上减小漏感。3.4.3磁芯型号选择及磁芯参数变压器电参数如下：原边所加矩形波电压峰值Uin=467 538 V，副边输出电压峰值Uout=018 V，输出电流平均值I=02000 A，最大输出功率Pomax为8 KW，工作频率fS=20KHz，系统效率设定为=80%。综合考虑成本以及性能等因素，设计选择了PC40材质的磁芯，由PC40的材料特性知常温下其饱和磁通密度Bs=0.51 T，剩磁Br=0.1 T，则磁通密度变化值Bmax=Bs-Br=0.41 T，为了防止磁芯瞬间出现饱和，需要预留一定的裕量，可得工作磁通密度Bm=0.6Bmax=0.246 T，取0.25 T。因为输出电路采用全波整流的方式，变压器的视在功率：11Pt=Pomax（2+）=8KW（2+）=21.31KW（3-11）0.8用AP值法计算所需变压器容量32：11Pt10421.3110410.121+XAP=()=()=133.31cm4（3-12）K K B f K0.44.00.2520366fmSj0其中J是电流密度比例系数，一般取395 A/cm2，Ko是窗口的铜导线填充系数，在此计算取0.4。Kf为波形系数，方波时取4，X为磁芯常数，取-0.12。因此选择大于AP值的EE130磁芯，其磁芯参数如下：磁芯有效面积Ae=1504 mm2，磁芯窗口有效面积Aw=2047mm2，功率容量乘积AP=307.8688 cm4，饱和磁通密度Bm=0.51 T。3.4.4线圈参数（1）变压器匝数比19河北大学工学硕士学位论文由于DC/DC变换器输出的电压Uo=18 V，为了在输入电压变化时都能得到需要的输出电压，变压器的变比按最低输入电压来计算。之前已经算出三相全桥整流后的脉动电压最小值Uimin467V。假定额定负载时变压器副边电压的占空比Dsec为0.4，则变压器副边所需要的最低电压Usmin=(Uo+Um+UL)/2Dsec=(18+0.7+1.3)/0.8 V=25 V，式中Vo是变换器输出的最大电压，Um是全波整流中肖特基二极管的通态压降。VL是输出滤波电感带来的直流压降，所以高频变压器原副边的匝数比n=n1/n2=Uimin/Usmin=467 V/25 V19。（2）原、副边绕组匝数的确定在这里采用了一种较为简单的方法来确定原、副边的线圈匝数，即通过测得线圈之间的电感量，利用公式来计算变压器原边绕组的阻抗值和绕组的损耗，来确定线圈匝数是否合适。原边绕组阻抗XL的计算公式为：XL=2fsL（3-13）原边绕组的损耗计算公式为：U2（3-14）P=XL当线圈匝数变化时，测得电感量如表3-1所示。表 3-1 不同匝数的线圈的电感量线圈（匝）510 20 40 501001500.240.622.3315.32 28.24 68.72170.35电感（mH）由上述表格可以看出，当线圈匝数增多时，电感量增大，由式3-13可得，电感量越大，阻抗值增大。由式3-14可得，阻抗值越大，损耗就越小。但是由于变压器窗口面积一定，线圈匝数也不能一直增大，在这里选取原边线圈匝数NP为100匝，可以求得原边绕组损耗为：U2U2311311P=W=11.21W（3-15）XL2fsL6.282010368.72103由于输出功率一般都在几千瓦，而当匝数为100匝时，原边绕组的损耗也就11 W，所 以 匝 数 选 取 合 适。前 面 已 经 计 算 出 匝 数 比 为19，可 得 副 边 绕 组 的 匝 数NS=NP/19=5.26(匝)，在这里取整数NS 6(匝)。20第 3 章直流电镀电源的主电路设计3.5输出端整流设计由于电镀电源输出电压低，而普通整流二极管的导通压降较高，消耗在二极管中的功率就会增大，这就导致整流输出部分的效率大大降低。所以如何选择合适的器件就成为了提高整流部分效率的关键因素。为了提高整流效率，应该选择到导通压降比较低的器件，或者能当电阻使用且阻值很低的器件。常见的器件有快恢复二极管、肖特基二极管和功率MOSFET，其中功率MOSFET常用在同步整流的方式中。3.5.1同步整流技术及其局限性近几年来，同步整流技术越来越多的应用到了大功率整流输出电路中。同步整流技术就是采用适当功率的MOSFET代替原来的普通二极管，让栅极电压与被整流的电压的相位保持同步。这里利用其阻值较低的特点，MOSFET的导通压降就很低。因此采用电力MOSFET作为整流器件可提高电路效率,并不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压36。同步整流基本原理如图3-4所示，其中T为理想变压器，M1、M2为MOSFET同步整流管，D1、D2为体二极管，C1、C2为结电容，L、C分别为滤波电感和电容。因为变压器副边输出的电压为正负交替的方波，所以当变压器副边电压u2上正下负时，整流管M1导通，续流管M2断开，滤波电感L和电容C为后面负载供电；当变压器副边电压u2下正上负时，M1断开，M2导通。M1LVD1TCC2VD2M2图 3-4 同步整流的基本电路21河北大学工学硕士学位论文虽然MOSFET功率器件，其通态电阻非常低，甚至可以达到几毫欧姆，并且输入阻抗高、导通时间短，非常适合在输出低压大电流的变换器中做整流器件。但是由于本设计中，设定的最高电压值为18 V，如果电流达到400 A，如果设MOSFET功率器件的阻值为10 m，